第4章交-交變頻電路匯總

1、4.3 可控硅相控交 -交變頻電路晶閘管交交變頻電路， 也稱周波變流器 （Cycloconvertor）, 把電網(wǎng)頻率的交流電變成可調(diào)頻率的交流電實(shí)際使用的主要是三相輸?shù)淖兞麟娐罚?屬于直接變頻電路。 廣泛用于大功率交流電動(dòng)機(jī)調(diào)速傳動(dòng)系統(tǒng)， 出交交變頻電路。4.3.1 可控硅相控單相 -單相交 -交變頻技術(shù)1、電路結(jié)構(gòu)和基本工作原理在共陰極雙半波整流電路中，通過改變晶閘管的控制角可得到負(fù)載端上正下負(fù)大小可變的輸出電 壓。在共陽極雙半波整流電路中，通過改變晶閘管的控制角可在負(fù)載上得到極性相反的電壓。惓組A un si2（b）原理波形圖圖 4-18 雙半波整流電路及其原理波形2、整流與逆變工作狀態(tài)

2、4-18 所示。正組整流器工作（反組被封鎖）時(shí)，兩組反并聯(lián)的可逆整流電路及其原理波形，如圖16負(fù)載端輸出電壓為上正下負(fù)；反組整流器工作時(shí)（正組被封鎖） ，負(fù)載端輸出電壓極性相反。只要交替 地以低于輸入電源的頻率切換正反兩組整流器的工作狀態(tài)（工作或封鎖） ，在負(fù)載端就可以獲得交流電 壓，該輸出電壓顯然包含了大量諧波。如果在半周期中使導(dǎo)通工作的晶閘管的控制角 由 90 逐漸減小到零， 然后再增大到 90 ，則該整流 器的輸出平均電壓就從零增大到最大，然后再減小到零。因此，只要控制 角在 0 90 之間以適當(dāng)?shù)?規(guī)律性變化，即可獲得按正弦規(guī)律變化的平均輸出電壓。在實(shí)際的交交變頻電路中， 常采用 “余

3、弦波交截控制法 ”控制 角的變化以獲得平均正弦波的輸出。 以控制電壓 Uc 來控制 角的變化，如果控制電壓 Uc 的大小總是正比于控制角 的余弦大小，即U c U cm cosUcm為 Uc峰值，則輸出電壓平均值 Ud隨 Uc呈線性變化。由于4-15)U d U dm cos4-16)Udm 為 0 時(shí) Ud 最大值，所以U dU dmU cU cm4-17)故有UdU dm4-18)cm在保證線性范圍內(nèi)，Uc 最大值為 Ucm=Udm，此時(shí)4-19)因此，按余弦波交截控制法控制的相控整流器，是一個(gè)具有線性電壓轉(zhuǎn)換特性的功率放大器?？?以想象，如果控制電壓按正弦波變化，則輸出平均電壓也將按正弦

4、波變化。4.3.2 可控硅相控三相 -單相交 -交變頻技術(shù)1、電路構(gòu)成和基本工作原理如圖 4-19，由 P組和 N 組反并聯(lián)的晶閘管變流電路構(gòu)成， 和直流電動(dòng)機(jī)可逆調(diào)速用的四象限變流電路完全相同。 變流器 P、N 都是相控整流電路， P 組工作時(shí)，負(fù)載電流 io 為正， N 組工作時(shí)， io 為負(fù)。讓兩組變流器按一定的頻率交替工作，負(fù) 載就得到該頻率的交流電。改變兩組變流器的切換頻率，就可 以改變輸出頻率 o 。改變變流器工作時(shí)的控制角 ，就可以改 變交流輸出電壓的幅值。為使 uo 波形接近正弦波， 可按正弦規(guī)律對(duì) a 角進(jìn)行調(diào)制。 在半個(gè)周期內(nèi)讓 P 組 a 角按正弦規(guī)律從 90減到 0或某

5、個(gè)值， 再增加到 90，每個(gè)控制間隔內(nèi)的平均輸出電壓就按正弦規(guī)律 從零增至最高，再減到零，如圖中虛線所示。另外半個(gè)周期可 對(duì)N 組進(jìn)行同樣的控制。uo圖4-18圖 4-19 單相交交變頻電路原理圖和輸出電壓波形17圖 4-19 是變流器 P 和 N 都是三相半波相控電路時(shí)的波形。 Uo 并不是平滑的正弦波，而是由若干 段電源電壓拼接而成， 在 uo 的一個(gè)周期內(nèi)，包含的電源電壓段數(shù)越多，其波形就越接近正弦波。因此， 變流器通常采用 6脈波的三相橋式電路或 12 脈波變流電路。本節(jié)后面的論述均以最常用的三相橋式電 路為例進(jìn)行分析。2、整流與逆變工作狀態(tài)交交變頻電路的負(fù)載可以是阻感負(fù)載、電阻負(fù)載、

6、阻容負(fù)載和交流電動(dòng)機(jī)負(fù)載，這里以阻感負(fù)載為例來說明電路的整流與逆變工作狀態(tài)，也適用于交流電動(dòng)機(jī)負(fù)載。把交交變頻電路理想化，忽略變流電路換相時(shí) uo 的脈動(dòng)分量，就可把電路等效成圖 4-20a 所示的 正弦波交流電源和二極管的串聯(lián)。 其中交流電源表示變流器可以輸出交流正弦電壓， 二極管體現(xiàn)了變流 電路的電流的單方向性。設(shè)負(fù)載阻抗角為 ，則輸出電流滯后輸出電壓 角。兩組變流電路采取無環(huán)流工作方式， 即一組變 流電路工作時(shí)，封鎖另一組變流電路的觸發(fā)脈沖。圖 4-20 給出了一個(gè)周期中負(fù)載電壓、電流波形及正反組 變流器的電壓電流波形。t1 t3期間： io 正半周，正組工作，反組被封鎖。t1 t2：

7、uo和 io 均為正，正組整流，輸出功率為正。 t2 t3 ： uo反向， i o仍為正，正組逆變，輸出功率為負(fù)。 t3 t5期間： io負(fù)半周，反組工作，正組被封鎖。 t3 t4 ：uo和 io 均為負(fù)，反組整流，輸出功率為正。t4 t5 ： uo反向， io 仍為負(fù)，反組逆變，輸出功率為負(fù)。 可以看出在阻感負(fù)載下，在一個(gè)輸出電壓周期內(nèi)交交變頻 器有 4 種工作狀態(tài)。哪一組工作由 i o方向決定，與 uo 極性無關(guān)。 工作在整流還是逆變，則根據(jù) uo 方向與 io方向是否相同確定。a)uNuoiob)tOOuNOttOO iNuPo,iot4 t5 tt1 t2iPPN整流逆變阻斷阻斷整流

8、逆變圖 4-20 理想化圖交4-1交9 變頻電路oOioO25的整流和逆變工作狀態(tài)圖 4-21 單相交交變頻電圖路4輸-2出0 電壓和電流波形圖 4-21 是單相交交變頻電路輸出電壓和電流的波形圖。 考慮無環(huán)流工作方式下 io過零的死區(qū)時(shí)間，一周期可分為 6 段。 第 1 段 io0,反組逆變。第 2 段電流過零，為無環(huán)流死區(qū)。 第 3 段 io0,uo0，為正組整流。第 4 段， io0,uo0, 為正組逆變。 第 5 段又是無環(huán)流死區(qū)。第 6 段， i o0,u o0,為反組整流。當(dāng) uo 和 io 的相位差小于 90時(shí)，一周期內(nèi)電網(wǎng)向負(fù)載提供能量的平均值為正，電動(dòng)機(jī)工作在電動(dòng) 狀態(tài)。當(dāng)二

9、者相位差大于 90時(shí)，一周期內(nèi)電網(wǎng)向負(fù)載提供能量的平均值為負(fù)，電網(wǎng)吸收能量，電動(dòng)機(jī) 為發(fā)電狀態(tài)。3、正弦波輸出電壓的調(diào)制方法 通過不斷改變控制角 a， 使交交變頻電路的輸出電壓波形基波為正弦波的調(diào)制方法有多種。這里介 紹最基本的、廣泛使用的余弦交點(diǎn)法。設(shè) Ud0為 a = 0 時(shí)整流電路的理想空載電壓，則有uo U d0 cos (4-20) 每次控制時(shí) a 角不同，表示每次控制間隔內(nèi) uo 的 平均值。設(shè)要得到的正弦電壓為 uo U om sin ot ，應(yīng)使cosU omsin otUd0sin ot4-21)式中 稱為輸出電壓比， U omUdo(0 1)圖 4-22 圖余弦4-交2點(diǎn)1

10、 法原理因此有cos 1( sin ot)( 4-22)(/角制控位相232 輸出相位 0 t21.0320= .2.3008900150 120 90 60這就是余弦交點(diǎn)法基本公式。圖 4-22 是對(duì)余弦交點(diǎn)法的進(jìn)一步說明。電網(wǎng)線電壓uab、 uac 、 ubc 、 uba 、 uca 和 ucb 依次用 u1 u6表示。相鄰兩個(gè)線電壓的交點(diǎn)對(duì)應(yīng)于a =0。u1u6所對(duì)應(yīng)的同步信號(hào)分別用 us1us6表示。 us1us6比相應(yīng)的 u1u6 超前 30，us1us6的最大值和相應(yīng)線電壓 a =0 的時(shí)刻對(duì)應(yīng)。以 a =0 為零時(shí)刻，則 us1us6為余弦信號(hào)。希 望輸出電壓為 uo，則各晶閘管

11、觸發(fā)時(shí)刻由相應(yīng)的同步電壓 us1 us6的下降段和 uo 的交點(diǎn) 來決定。圖 4-23 給出了在不同輸出電壓比 的情況下，在輸出 電壓的一個(gè)周期內(nèi)，控制角 隨 ot 變化的情況，圖中 cos 1( sin ot) sin 1( sin ot)2較小，即輸出電壓較低時(shí)， a 只在離 90 很近的范圍 內(nèi)變化，電路的輸入功率因數(shù)非常低。余弦交接法用模擬19圖 4-23 不同 圖時(shí)4-和22 ot 的關(guān)系電路來實(shí)現(xiàn)線路復(fù)雜，且不易實(shí)現(xiàn)準(zhǔn)確的控制。采用計(jì)算 機(jī)控制時(shí)可以方便準(zhǔn)確的實(shí)現(xiàn)運(yùn)算，使整個(gè)系統(tǒng)獲得很好的性能。4、輸入輸出特性（ 1）輸出上限頻率 交交變頻電路的輸出電壓是由許多段電壓拼接而成，輸出

12、電壓一個(gè)周期內(nèi)拼接的 電網(wǎng)電壓段數(shù)越多， 就可使輸出電壓越接近正弦波。 每段電網(wǎng)電壓的持續(xù)時(shí)間是由交流電路的脈波數(shù)決 定的。 輸出頻率增高時(shí)， 輸出電壓一周期所含電網(wǎng)電壓段數(shù)減少， 波形畸變嚴(yán)重。 電壓波形畸變及其導(dǎo) 致的電流波形畸變和轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)是限制輸出頻率提高的主要因素。 就輸出波形畸變和輸出上限頻率的關(guān)系 而言， 很難確定一個(gè)明確的界限。 當(dāng)構(gòu)成交交變頻電路的兩組變流電路的脈波數(shù)越多， 輸出上限頻率就 越高。當(dāng)采用 6脈波三相橋式電路時(shí)，輸出上限頻率不高于電網(wǎng)頻率的1/31/2 。電網(wǎng)頻率為 50Hz 時(shí)，交交變頻電路的輸出上限頻率約為 20Hz。（ 2）輸入功率因數(shù) 交交變頻電路采用相位

13、控制方式，輸入電流的相位總是滯后于輸入電壓，需要電 網(wǎng)提供無功功率。從圖 4-23 可以看出，在一個(gè)輸出電壓周期內(nèi)，a 角以 90為中心變化。輸出電壓比 越小，半周期內(nèi) a 的平均值越靠近 90，位移因數(shù)越低，負(fù)載的功率因數(shù)越低，輸入功率因數(shù)也越低。 而且無論負(fù)載功率因數(shù)是滯后的還是超前的，輸入的無功電流總是滯后的。圖 4-24 給出了以輸出電壓比 為參變量時(shí)輸入位移因數(shù)和負(fù)載功率因數(shù)的關(guān)系， 輸入位移因數(shù)就是 輸入的基波功率因數(shù)， 其值通常略大于輸入功率因數(shù)， 因此該圖也大體反映了輸入功率因數(shù)和負(fù)載功率 因數(shù)的關(guān)系?？梢钥闯?，即使負(fù)載功率因數(shù)為 1 且輸出電壓比 也為 1，輸入功率因數(shù)仍小于

14、 1，隨著 負(fù)載功率因數(shù)的降低和 的減小，輸出功率因數(shù) （3）輸出電壓諧波輸入位移因數(shù)0=1.00.2輸出電壓的諧波頻譜非常復(fù)雜，既和電網(wǎng)頻 率 fi 以及變流電路的脈波數(shù)有關(guān)，也和輸出頻率 fo 有關(guān)。采用三相橋式電路的交交變頻時(shí)，輸出電壓 所含主要諧波的頻率為0 0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 0.8 0.6 0.4 0.2 0 負(fù)載功率因數(shù)（超前）負(fù)載功率因數(shù)（滯后）6fi fo， 6fi 3fo，6fi 5fo， 12fi f o， 12fi 3fo，12fi 5fo， 采用無環(huán)流控制方式時(shí)，由于電流方向改變 時(shí)死區(qū)的影響，將增加 5fo、7

15、fo 等次諧波。 （4）輸入電流諧波交交變頻電路的輸入電流波形和可控整流電路 的輸入波形類似，但其幅值和相位均按正弦規(guī)律被 調(diào)制。采用三相橋式電路的交交變頻電路輸入電流 諧波頻率為：4-23)fin (6k 1) fi 2lfofi 2kfo4-24)式中 k=1,2,3, ；l=0,1,2, 。和可控整流電路輸入電流的諧波相比，交交變頻電路輸入電流的頻譜要復(fù)雜得多，但是各次諧波的幅值要比可控整流電路的諧波幅值小。20前面的分析都是基于無環(huán)流方式進(jìn)行的。在無環(huán)流情況下，由于負(fù)載電流反向時(shí)保證無環(huán)流而必 須留有一定的死區(qū)時(shí)間， 就使得輸出電壓的波形畸變?cè)龃蟆?此外在負(fù)載電流斷續(xù)情況下， 輸出電壓

16、被負(fù) 載電動(dòng)機(jī)反電動(dòng)勢(shì)抬高，這也會(huì)造成波形畸變。電流死區(qū)和電流斷續(xù)的影響也限制了輸出頻率的提高。 和直流可逆調(diào)速系統(tǒng)一樣， 交交變頻電路也可采用有環(huán)流控制方式， 這時(shí)正反兩組變流器之間必須設(shè)置 環(huán)流電抗器。 采用有環(huán)流方式可以避免電流斷續(xù)并消除電流死區(qū)， 改善輸出波形， 還可以提高交交變頻 器的輸出上限頻率， 同時(shí)控制也比無環(huán)流方式簡(jiǎn)單。 但是環(huán)流電抗器使設(shè)備成本增加， 運(yùn)行效率也因環(huán) 流有所降低，因此目前應(yīng)用較多的是無環(huán)流方式。4.3.3 可控硅相控三相三相方波型交交變頻器1. 單相負(fù)載如圖 4-25（ a）所示，由兩組反并聯(lián)的變流器P和 N 所組成。當(dāng) P組和 N 組輪流向負(fù)載供電時(shí)，負(fù)載

17、上會(huì)出現(xiàn)電壓 uo，如圖 2（b）所示。當(dāng) P組和 N 組觸發(fā)角恒定時(shí)，輸出電壓在半個(gè)周期中的平均 值是恒定的。 改變兩組變流器的控制角 就能夠改變輸出電壓的幅值。 改變兩組變流器的切換頻率就能 改變 uo 的頻率。RuoP組通uoN組通ta）（ b）圖 4-25 方波型單相交交變頻電路2 三相負(fù)載1.） 電壓型三相三相交交變頻電路三相三相方波型交 -交變頻器的主電路如圖 4-26 所示，每一相由兩組反并聯(lián)的三相零式整流電路組成，整流器、為正組，、為反組。每個(gè)正組由1、3、5 晶閘管組成，每個(gè)反組由 4、6、 2 晶閘管組成。變頻器中的換流應(yīng)分成組與組之間換流和組內(nèi)晶閘管換流兩種情況。為了在負(fù)

18、載上 獲得三相互差 T/3（ T 為輸出電壓周期）的電壓波形，每組導(dǎo)電時(shí)間應(yīng)為T/3，并相隔 T/6 換相。同一時(shí)刻應(yīng)有一個(gè)正組和一個(gè)反組同時(shí)導(dǎo)通， 但不允許同一橋臂同時(shí)導(dǎo)電， 否則將會(huì)造成電源短路， 每組橋內(nèi) 晶閘管按 1、2、3、4、5、6、1 順序換流。各自及組內(nèi)導(dǎo)電次序如圖4-27所示。A圖 4-26 三相三相方波型交交變頻器211 3 5T/6462T/31354621 3 54662圖 4-27 變頻器各組導(dǎo)電次序2. ）電流型三相三相交交變頻電路（ 1）電路結(jié)構(gòu)把電路適當(dāng)改畫， 并在主電路中接入濾波電感， 則成電流型電路， 如圖 4-28 所示， 主電路中的電流 可以看作矩形波，

19、如果不接濾波電感，兩組整流器直接反接，就是說通過電源來緩沖負(fù)載的無功功率， 那么因?yàn)殡娋W(wǎng)的內(nèi)阻抗要比負(fù)載阻抗小得多，便構(gòu)成了電壓型電路。給定電壓 調(diào)節(jié)電流調(diào)節(jié)壓頻變換邏輯控制去 觸 發(fā) 器圖 4-28 三相零式聯(lián)結(jié)（半橋式）交交變頻器（2） 晶閘管導(dǎo)通次序及電流波形控制角為 時(shí)晶閘管導(dǎo)通的次序及電源電流、負(fù)載電流的波形如圖 4-29 所示 . -組晶閘管各導(dǎo) 通 120 度，因此負(fù)載電流也是持續(xù) 120 度的方波，而每組橋的晶閘管按 1-6 的次序換流。系統(tǒng)輸出頻率 f o為電源頻率 fi 的 1/3，每相負(fù)載電流恰為電源三相電流之和。223)ABCb圖 4-29 電流型交交變頻器的晶閘管導(dǎo)通

20、次序及電流波形電 源 電 流導(dǎo)通的 晶閘管負(fù) 載 電 流135135135246246 2 4 6135 1 35 1 352 4 6 2 4 6 24 6移相 正組 脈 反組 沖選組 正組脈沖 反組控制方式U/f由控制系統(tǒng)框圖(圖 4-28)可以看出，它是由電流內(nèi)環(huán)和電壓外環(huán)構(gòu)成的雙閉環(huán)系統(tǒng)，采用恒值的恒磁通控制方式。系統(tǒng)中有函數(shù)發(fā)生器， 能夠在低速時(shí)適當(dāng)提高端電壓， 以補(bǔ)償壓降。 控制電 路主要完成兩個(gè)任務(wù)：一是控制每個(gè)晶閘管的控制角 ，以調(diào)節(jié)輸出電壓，而是按照所需的頻率來實(shí)現(xiàn) 各組間的換流。 給定信號(hào)經(jīng)過壓頻變換轉(zhuǎn)換成比例的脈沖信號(hào)， 然后經(jīng)過環(huán)形計(jì)數(shù)器進(jìn)行分頻， 形成依 次相差 T/6

21、、持續(xù)時(shí)間為 T/3 的選組脈沖。選組脈沖規(guī)定了什么時(shí)間允許哪組晶閘管工作。與此同時(shí)， 給定信號(hào)還被變換成與之相應(yīng)的移相脈沖，移相脈沖決定了每組中晶閘管導(dǎo)通的次序與控制角 的大小。移相脈沖和選組脈沖經(jīng)過邏輯電路確定了每個(gè)晶閘管的導(dǎo)通時(shí)刻。4.3.4 可控硅相控三相三相正弦型交交變頻器三相交交變頻電路是由三組輸出電壓相位各差120o 的單相交交變頻電路組成，因此三相 - 單相交交變頻電路的許多結(jié)論都適用于三相三相交交變頻電路。1.電路接線方式 三相三相交交變頻電路有兩種接線方式，即公共交流母線盡現(xiàn)方式和輸出星形聯(lián)結(jié)方式。 (1)公共交流母線進(jìn)線方式接線方式如圖 4-30 所示。由三組彼此獨(dú)立的、

22、輸出電壓相位相互錯(cuò)開120 的單相交交變頻電路構(gòu)成。 電源進(jìn)線通過進(jìn)線電抗器接在公共的交流母線上。 因?yàn)殡娫催M(jìn)線端公用， 所以三組的輸出端必須隔離。為此， 交流電動(dòng)機(jī)的三個(gè)繞組必須拆開， 共引出六根線。 主要用于中等容 量的交流調(diào)速系統(tǒng)。23圖 4-30 公共交流母線進(jìn)線三相三相交交變頻電路（2）輸出星形聯(lián)結(jié)方式圖 4-31 是輸出星形聯(lián)結(jié)方式的三相三相交交變頻電路原理圖。三組的輸出端是星形聯(lián)結(jié)， 電動(dòng)機(jī)的三個(gè)繞組也是星形聯(lián)結(jié)。 電動(dòng)機(jī)中點(diǎn)不和變頻器中點(diǎn)接在一起， 電動(dòng)機(jī)只引 出三根線即可。 因?yàn)槿M的輸出聯(lián)接在一起， 其電源進(jìn)線必須隔離，因此分別用三個(gè)變壓器供電。 由于 變頻器輸出端中點(diǎn)不和

23、負(fù)載中點(diǎn)相聯(lián)接， 所以在構(gòu)成三相變頻電路的六組橋式電路中， 至少要有不同輸 出相的兩組橋中的四個(gè)晶閘管同時(shí)導(dǎo)通才能構(gòu)成回路， 形成電流。 和整流電路一樣， 同一組橋內(nèi)的兩個(gè) 晶閘管靠雙脈沖保證同時(shí)導(dǎo)通，而兩組橋之間則是靠各自的觸發(fā)脈沖有足夠的寬度，以保證同時(shí)導(dǎo)通。圖 4-31 輸出星形聯(lián)結(jié)方式三相三相交交變頻電路（ a）簡(jiǎn)圖 （ b）詳圖2. 輸入輸出特性從電路結(jié)構(gòu)和工作原理可以看出， 三相三相交交變頻電路的輸出上限頻率和輸出電壓諧波與單相 交交變頻電路是一致的。24下面分析三相三相交交變頻電路的輸入電流。圖 4-32 是在輸出電壓比 =0.5，負(fù)載功率因數(shù) cos =0.5的情況下， 交交變

24、頻電路輸出電壓、 單相輸出時(shí)的輸入電流和三相輸出時(shí)的輸入電流的波形舉 例。對(duì)于單相輸出時(shí)的情況，因?yàn)檩敵鲭娏魇钦也?，其正?fù)半波電流極性相反， 但反映到輸入電流卻 是相同的。因此輸入電流只是反映輸出電流半個(gè)周期的脈動(dòng)，而不反映其極性，輸入所以式（4-19）和（4-20）所示輸入電流中含有 2 倍輸出頻率有關(guān)的諧波分量。對(duì)于三相輸出的情況，總的輸入電流是由 三哥哥單相交交變頻電路的同一相輸入電流合成而得到的， 有些諧波相互抵消， 諧波種類有所減少， 總 的諧波幅值也有所降低。其諧波頻率為：fin （6k 1） fi 6lfo（4-25）和f in fi 6kfo（4-26 ）式中 k=1,2,3

25、, l=0,1,2, 三相輸出時(shí)相輸入電流 200 t/ms圖 4-32 交交變頻電路的輸入電流波形 當(dāng)變流電路采用三相橋式電路時(shí)，輸入諧波電流的主要頻率為fi 6fo、5fi 、5fi 6fo 、 7fi 、7fi 6fo 、 11fi 、 11fi 6fo fi 12fo 等。其中 5fi 次諧波的幅值最大。下面分析三相三相交交變頻電路的輸入功率因數(shù)。三相交交變頻電路由三組單相交交變頻電路 組成，每組單相交交變頻電路都有自己的有功功率、無功功率和視在功率?？傒斎牍β室驍?shù)為：4-27)PPa Pb PcSS從上式可以看出，三相電路總的有功功率為各相有功功率之和，但視在功率卻不能簡(jiǎn)單相加，而

26、應(yīng)由總輸入電流有效值和輸入電壓有效值來計(jì)算， 比三相各自的視在功率之和要小。 因此， 三相總輸入 功率因數(shù)要高于單相交交變頻電路。 當(dāng)然這只是相對(duì)于單相電路而言， 功率因數(shù)低仍然是三相三相交 交變頻電路的一個(gè)主要缺點(diǎn)。3、改善功率因數(shù)和提高輸出電壓在圖 4-31 所示的星形聯(lián)結(jié)的三相三相交交變頻電路中，各相輸出的是相電壓， 而加在負(fù)載上的是線電壓。 在各相電壓中疊加同樣的直流分量或 3 倍于輸出頻率的諧波分量， 它們都不會(huì)在線電壓中反映 出來，因而也加不到負(fù)載上。利用這一特性可以使輸入功率因數(shù)得到改善并提高輸出電壓。當(dāng)負(fù)載電動(dòng)機(jī)低速運(yùn)行時(shí)，變頻器輸出電壓很低，各組橋式電路的 a 角都在 90附

27、近，因此輸入功 率因數(shù)很低。給各相輸出電壓疊加上同樣的直流分量，控制角 a 將減小，但變頻器輸出線電壓并不改 變。這樣既可以改善變頻器的輸入功率因數(shù)， 又不影響電動(dòng)機(jī)的運(yùn)行， 稱為直流偏置法。對(duì)于長(zhǎng)期在低 速下運(yùn)行的電動(dòng)機(jī)，用這種方法可以明顯改善輸入功率因數(shù)。25另一種改善功率因數(shù)的方法是梯形波輸出控制方式。 使三組單相變頻器的輸出電壓均為梯形波。 梯 形波的主要諧波成分是三次諧波，在線電壓中，三次諧波相互抵消，結(jié)果線電壓仍為正弦波。 在這種控 制方式下，因?yàn)闃蚴诫娐份^長(zhǎng)時(shí)間工作在高輸出電壓區(qū)域（即梯形波的平頂區(qū)）， a 角較小，因此輸入功率因數(shù)可提高 15%左右。此外，圖 4-21 正弦波輸

28、出控制方式中， 最大輸出正弦波相電壓的幅值為 Ud0。 這樣的輸出電壓有時(shí)難以滿足負(fù)載的要求。 和正弦波相比， 在同樣幅值的情況下， 梯形波中的基波幅值 可提高 15%左右。也就是采用梯形波輸出控制方式可以使變頻器的輸出電壓提高約15%。采用梯形波控制方式相當(dāng)于給相電壓中疊加了三次諧波，相對(duì)于直流偏置，這種方法稱為交流偏置。這里介紹的都是直接變頻技術(shù)， 8.1 節(jié)中介紹間接變頻電路，先把交流變換成直流，再把直流逆變 成可變頻率的交流，稱交直交變頻電路。交交變頻電路的優(yōu)點(diǎn)：效率較高（一次變流） 、可方便地實(shí)現(xiàn) 四象限工作、低頻輸出波形接近正弦波。 交交變頻電路的缺點(diǎn)：接線復(fù)雜， 采用三相橋式電路

29、的三相交 交變頻器至少要用 36 只晶閘管；受電網(wǎng)頻率和變流電路脈波數(shù)的限制，輸出頻率較低；輸入功率因數(shù) 較低；輸入電流諧波含量大，頻譜復(fù)雜。因此，交交之間變頻電路主要用于 500kW 或 1000kW 以上的大功率、低轉(zhuǎn)速的交流調(diào)速電路中。 目前已在軋機(jī)主傳動(dòng)裝置、 鼓風(fēng)機(jī)、 礦石破碎機(jī)、 球磨機(jī)、 卷揚(yáng)機(jī)等場(chǎng)合應(yīng)用。 它既可用于異步電動(dòng)機(jī)， 也可用于同步電動(dòng)機(jī)傳動(dòng)?？煽毓柘嗫?AC-AC 變頻器的工作狀態(tài)和觸發(fā)脈沖重疊控制1. 變頻器的無換流工作狀態(tài)和有環(huán)流工作狀態(tài)和可控整流電路一樣，變頻器也有兩種工作狀態(tài)，無環(huán)流工作和有環(huán)流工作。在一定條件下，負(fù) 載電流可能會(huì)變成斷續(xù)的。 如電阻 電感性

30、負(fù)載， 如果在電流貶值附近能維持連續(xù)， 但由于負(fù)載電感 不夠大，因此在電流變化到過零前（經(jīng)過 T/2 后），電流已較小而出現(xiàn)了斷流，電壓畸變將增大。有環(huán) 流系統(tǒng)由于有環(huán)流作用，沒有電流不連續(xù)的現(xiàn)象，所以輸出電壓畸變較小。無換流運(yùn)行時(shí)，正組和反組分時(shí)工作，但是當(dāng)負(fù)載電流由正值變?yōu)榱銜r(shí)（即過零點(diǎn)）如果立即解 除反組的脈沖封鎖， 觸發(fā)反組晶閘管，而正組晶閘管則剛剛斷流而未完全恢復(fù)正、 反向阻斷能力， 就有 可能發(fā)生兩組晶閘管同時(shí)導(dǎo)通的短路事故。為了避免這種情況，在正組電流過零后，應(yīng)延時(shí)一段時(shí)間t0后在觸發(fā)反組晶閘管， 同樣在反組電流過零點(diǎn)后要延遲一段時(shí)間再觸發(fā)正組晶閘管。 在這段死區(qū)時(shí)間內(nèi)， 兩組變

31、流器均無輸出， 輸出電壓畸變率增大。 死區(qū)時(shí)間的設(shè)置要考慮換流安全性和輸出電壓畸變率兩方 面的影響。采用有換流控制時(shí)，此時(shí)正組和負(fù)組的控制角之和 P N 180 ，即一組工作于整流狀態(tài)，另 一組則工作在逆變狀態(tài)。 兩組整流器其輸出端的基波交流電壓完全相等 （也就是任何時(shí)刻正組輸出電壓 平均值等于反組輸出電壓平均值） ，但瞬時(shí)值不等，兩者電壓的瞬時(shí)值之差 v vp（t） vN（t） 會(huì)引起 環(huán)流，加重晶閘管負(fù)擔(dān)，因而需加限流電抗器，以限制環(huán)流。采用環(huán)流電抗器后，除了有被限制的脈動(dòng)環(huán)流外，由于電抗器的電感，還將引起新的環(huán)流，這種環(huán) 流稱環(huán)流的自感應(yīng)分量?，F(xiàn)在來討論環(huán)流的自感應(yīng)分量。 如果忽略變頻器

32、輸出電壓中的諧波，只考慮其中的基波，則此有限流電抗器的反并聯(lián)正負(fù)組整流所 組成的變頻器，其等效電路可畫出如圖 4-33 所示。圖 4-34 是圖 4-33 電路的各部分電流和電壓的波形。設(shè) t 0 時(shí)接通負(fù)載，正弦變化的負(fù)載電流26i I msin 0t 開始流通。在前 1/4 周期間，此電流從正組流出，結(jié)果在環(huán)流電抗器上形成如圖（e）所示的電壓波形。此電壓極性將使負(fù)組晶閘管處于反向偏置，因此負(fù)組在此期間處于斷開狀態(tài)。在 1/4 周 期后 t /2 0時(shí)，負(fù)載電流開始下降，電抗器上電壓反方向，使負(fù)組二極管導(dǎo)通。當(dāng)正組和負(fù)組都導(dǎo) 通時(shí)，由于正組和負(fù)組輸出端基波交流電壓任何瞬時(shí)都相等，因而此時(shí)電抗

33、器兩端M ，N 兩點(diǎn)的電位將相等，環(huán)流電抗器上電壓等于零 U L 0，效果相當(dāng)于環(huán)流電抗器兩端被短路。因此環(huán)流電抗器的總磁勢(shì)保持不變， 即等于 t /2 0時(shí)流過左半個(gè)電抗器 （圈數(shù)為 W / 2 ）的負(fù)載電流峰值 I m所決定的磁勢(shì) Im（W /2） 。正、負(fù)組的二極管都導(dǎo)通后磁勢(shì)方程為WWWipinI m2224-28)其中和分別為正組和負(fù)組的電流?？傻?iP iN Im由等效電路可知4-29)所以iP iN Im sin 0tsin 0t4-30)4-31.a)iNsin 0t4-31.b)圖 4-34（b）和 （c）是正、負(fù)組總電流波形， （d）是自感應(yīng)環(huán)流。正組電流和負(fù)組電流都是連續(xù)

34、的， 負(fù)載電流最大時(shí)，自感應(yīng)環(huán)流等于零；負(fù)載電流為零時(shí)，自感應(yīng)環(huán)流最大。在負(fù)載電流正半周期，正組 通過所有電流，負(fù)組只流過環(huán)流自感應(yīng)分量 ；在負(fù)載電流負(fù)半周時(shí)，正組只流過環(huán)流自感應(yīng)分量，負(fù) 組則流過所有電流。這是這種變頻器的穩(wěn)態(tài)運(yùn)行情況，這種情況已為實(shí)驗(yàn)所證實(shí)。圖 4-33 有環(huán)流電抗器的等效電路27i0(a)iP(b )(c)iN( d)tuL( e)t圖 4-34 理理想變想壓變器壓有自器感有應(yīng)環(huán)自流感工作應(yīng)波環(huán)形流工作波形 環(huán)流的自感應(yīng)分量大小與負(fù)載電流成正比。可以證明，環(huán)流自感應(yīng)分量的平均值為變頻器輸出負(fù) 載電流平均值的 57%。負(fù)載電流越大，環(huán)流自感應(yīng)分量也越大，自然，損耗也越大。相反地，晶閘管 的容量也必須考慮環(huán)流自感應(yīng)分量引起的發(fā)熱。 在反并聯(lián)可逆整流電路中， 當(dāng)輸出給負(fù)載的電流大小變 動(dòng)的動(dòng)態(tài)過程中，也將引起自感應(yīng)環(huán)流，隨著負(fù)載電流的逐漸穩(wěn)定(為穩(wěn)定直流) ，由于線路電阻的損 耗，自感應(yīng)環(huán)流將逐漸衰減消失。環(huán)流自感應(yīng)分量的存在給變頻器增加了一個(gè) “無功 ”負(fù)載。因此這種配合有環(huán)流系統(tǒng)的運(yùn)行方式并 不被廣泛采用。 負(fù)載電流較大時(shí)，電流已經(jīng)連續(xù)， 此時(shí)變頻器也就沒有