軟件無線電數字下變頻及抽取技術研究

1、 成績： 軟件無線電大作業(yè)軟件無線電數字下變頻及抽取技術研究班級： 0107xx 學號： 0107xxxx 姓名： 日期： 2010-12-17 目錄摘要3Abstract31 引言42 級聯(lián)積分梳狀濾波器原理43 多路抽取和符號率轉換問題53.1問題的提出53.2 解決問題的思路64 抽取和內插65實時處理結構86 結語9參考文獻9摘要數字采樣及數字下變頻技術是研究軟件無線電接收機的重要內容之一。其中針對多種速率信號的采樣，對可變的信號符號率與固定的系統(tǒng)采樣率進行實時匹配問題，是研究多速率信號數字化所遇到的難點問題之一文中通過抽取和內插技術的組合解決了這一問題。并在此基礎上著重研究了高速抽取

2、和內插的多項濾波結構，為數據率的快速匹配奠定了基礎。關鍵詞:多相濾波；符號率轉換；子帶抽?。粩底窒伦冾l：軟件無線電AbstractDigital sampling and digital down-conversion technologies are important contents for study of software defined radio receiverSampling，which is aiming at multiple rate signals，and real time matching for the variable information symbol r

3、ate and fixed system sampling rate，are hard problems in researching the digitization of multi-rate signalIn this paper，these problems are solved by the combination of decimation and interpolation technologiesBased on this，the polyphase filter structure of the high-speed decimation and interpo1ation

4、is emphatically studied，thus laying a foundation for the rapid-rate data matchKey words: polyphase filter；symbol conversion；subband decimation；digital down conversion software defined radio1 引言軟件無線電是將無線電發(fā)信機的數字化點(A/D，D/A)盡可能靠近天線，理想情況是在天線的后端進行射頻采樣，數字化后，所有的處理都可用具有軟件定義的無線通信功能模塊來完成。由于受ADC器件的限制，無法直接對射頻信號進

5、行采樣。因此，目前的方案是在中頻進行數字化，即把射頻信號經過一次或者多次混頻后，將信號搬移到幾十MHz的中頻段，再進行ADC的帶通采樣。但是，帶通采樣后的數據量仍然極大，這對數據進行后處理的DSP器件或FPGA器件不堪重負。軟件無線電接收機在中頻接收的是系統(tǒng)的整個頻段，但對單個用戶來說卻只占用其中一個很窄的信道，因此數字下變頻部分要完成的任務：(1)將包含所有信道的寬帶信號進行信道分離，分別提取需要的窄帶信道；(2)對于分離后的窄帶信號，降低對其的采樣頻率，從而降低此信道的數據量，以減輕基帶處理部分對DsP或FPGA的計算要求的壓力。當抽取率尺較大時，若要一次完成抽取，則要求抗混疊濾波器的通帶

6、帶寬非常窄，過渡帶非常陡，則濾波器的階數必然要求達到幾百甚至幾千階，如此大的運算量是DSP或FPGA器件無法實時處理完成的。因此，當抽取率很高時，通常采用多級抽取技術，這樣做比單級抽取所需的計算量小得多。多級抽取實現的途徑一般采用以抽取率為2的抽取器為基本單元，若抽取率R=R1×2k，則在第一級采用運算簡單的級聯(lián)積分梳狀抽取(Cascaded Integrator-Comb，CIC)濾波器，其抽取率為RI；其后，為K個半帶濾波器和2倍抽取器。2 級聯(lián)積分梳狀濾波器原理級聯(lián)積分梳狀抽取濾波器的基本結構的主要組成部分為抽取器(抽取因子為R)。在抽取器左邊是由N個采樣頻率為fs的級聯(lián)積分器

7、組成。每一級積分器都是單極點，反饋系數為1的濾波器，它的傳輸函數為HI(z)=1/(1一z-1)；而在右邊是由N個采樣頻率為fs/R的級聯(lián)微分器組成。每一級微分器可以延時從此延時參數M濾波器的設計參數，可用來控制濾波器的頻率響應，在CIG濾波器設計中，它的值嚴格限制為1或2。每一級微分器的傳輸函數為(參考輸入采樣頻率fs/R)：Hc=1-z-RM；最后一級濾波器的輸出采樣率是fs/R。因此，整個CIC濾波器的傳輸函數為從式中可以看出，級聯(lián)CIC抽取濾波器是由N個矩型濾波器級連而成，故名級聯(lián)梳狀濾波器。從結構上看，級聯(lián)CIC抽取濾波器中只有加法運算而沒有乘法運算，故在實現上是很方便的。級聯(lián)CIC

8、抽取濾波器具有低通的頻率特性。設z=ej2f/R，其中廠是用采樣頻率fs/R歸一化后的頻率。帶入H(z)得到它的頻響。R、M和N是作為濾波器設計參數，通過選擇它們來控制從零頻到采樣頻率屆之間可以接受的通帶寬度。計算H(z)的幅頻特性為|H(f)|=(sinMf)/sin(f)/R)。由上式可見，在f=1/M整數倍時，濾波器的傳輸函數幅頻響應等于零。因此，微分器的延時參數M作為控制濾波器零點的設計參數。對任何CIC濾波器而言，它的傳輸函數一定有RM個零點。這些零點在z平面中是均勻分布在單位圓上，僅在z=0時，不為零。隨著N的增加，z的零點階數也隨之增加，即向零點頻率收斂方向的頻率衰減加劇。隨著濾

9、波器級數N的增加，旁瓣電平的衰減也增大。同時，隨著零點的階數的增加，帶內衰減也同樣加大，從而，造成了濾波器通帶帶寬的變窄。在有些應用場合，這是無法接受的。為了補償由于隨著N的增加，引起通帶內頻率的衰減，一般采用在級聯(lián)CIC抽取濾波器之后再級聯(lián)一個低通濾波器來補償。這個補償濾波器的組成一般采用半帶濾波器和普通FIR濾波器，此FIR濾波器組要求對級聯(lián)CIC抽取濾波器帶內的衰減進行補償且具有較陡直的滾降特性。補償濾波器的采樣頻率為CIC濾波器抽取后的采樣頻率。如果將補償濾波器設計成FIR濾波器，那么當通帶內的誤差容限要求很高時，則要求FIR濾波器的階數增加。3 多路抽取和符號率轉換問題3.1問題的提

10、出對于下變頻系統(tǒng)來說，要解決兩個問題：1)接收下來的是系統(tǒng)的整個頻段(0，fs/2)。而對于一個通信用戶而言只占用其中一個很窄的信道，如TACS系統(tǒng)中，系統(tǒng)頻段為15 MHz，而信道帶寬只占25 kHz。數字下變頻把數字中頻信號變換到基帶，將所需要的信道從寬帶信號提取出來，降低采樣速率，以減輕基帶部分對DSP處理速度的壓力。2)基帶處理要求下變頻器輸出的信號是符號率的整數倍，而對于帶通采樣來說，采樣率區(qū)間隨著載波頻率而變化，對多速率信號的帶通采樣就很難保證實現整數倍的符號，這就需要在數字下變頻的系統(tǒng)中增加速率變換功能。廣義的數字下變頻功能框圖如圖1所示。圖1 數字抽取功能3.2 解決問題的思路

11、對于問題1)，假設數字下變頻的寬帶采樣信號為c(n)，將它搬到基帶需要乘以一個復指數：x(n)=c(n)e-2nf，其中，fc是所需要信道載波頻率：fs為采樣速率；頻率搬移后的信號通過一個低通濾波h(n)即可濾出所需要的用戶信道。把式(1)和式(2)合在一起(即頻率搬移和濾波一步完成)得到：(3)式中，c(m)是合成后的濾波器的系數。這樣，只需直接計算抽取后的那些y(n)，避免了汁算中間信號x(n)，這種軟件實現方法改進是：混頻、濾波、抽取結合在一起完成，并且把大量的運算通過與濾波器的結合轉移到低采樣率處完成。其代價是需要事先計算好不同信道的復系數c(m)以及需要較大的數據存儲空間。對于問題2

12、)，不能因為多速率信號不確定的符號率，而把采樣率的設計變得很復雜，只能取滿足無失真的非整數倍符號率的采樣率，然后在增加速率變換電路，通過抽取和內插方法的結合，實現分數倍采樣率轉換，組成一個多抽樣率系統(tǒng)。如圖2所示。圖2 分數倍采樣率處理包含內插、濾波和抽取3個部分，其T1、T2、T3是速率周期。因為T2=T1/Nl，T2=T3/N2，所以T3=(N2N1)×Tl，實現了小數倍抽取。由于內插會產生鏡像頻譜，所以在內插和抽取之間加入了抗鏡像混疊的濾波器。以下介紹整數抽取和內插的基本實現方法及其高效結構。4 抽取和內插抽?。喊言夹蛄衳(n)每隔D1個數據取一個，以形成一個新序列xD(m)

13、。D為正整數，稱之為抽取因子。xD(m)和x(m)之間的對應關系可用下式表示:或寫成x(m)與一脈沖串序列的相乘則由采樣定理，對模擬信號蓋(f)采樣時，若保證fs2B則采樣后就不會產生頻譜混疊：采樣后再抽取的話要考慮抽取后的采樣率是否仍然滿足采樣定理，否則會產生頻譜混疊為滿足在不同M下都保證fs2MB，可在抽取之前先對x(n)進行濾波壓縮其頻帶，用抗混疊濾波器濾掉頻率大于fs/2D的分量，然后再進行抽取就不會產生頻譜混疊。內插：和抽取相反，內插是提高信號的采樣率。在采樣序列x(n)每相鄰的兩個點之間補(L-1)個零，以形成一個新序列設原始序列為x(n)，則內插后的序列xL(n)為則由此可知，內

14、插后的信號頻譜為原始序列譜經L倍壓縮后得到的頻譜，在XL(ejw)中不儀含有X(ejw)的基帶分量，而且還含有高頻成分，為了從XL(ejw)中恢復出原始譜，則必須對內插后的信號進行低通濾波。5實時處理結構在軟件無線電的接收機中，采樣率轉換模塊工作在非常高的時鐘頻率上，數字抗混疊濾波器的實時性問題將足重要的研究課題。采用多相濾波結構能大大降低對處理速度的要求，提高實時處理的能力，下面對此進行數學上的分析和論證。設數字濾波器的沖擊響應為，則其Z變換定義為對求和式展開可重寫為令則式(12)即為數字濾波器的多相濾波結構，結合到抽取器的等效關系，即可得到抽取器的多相濾波結構，如圖3所示。圖3 抽取器的多

15、相濾波結構由圖3可以直觀得看出，此時的數寧濾波器EK(z)位于抽取器之后，即在降速后進行濾波，大大降低了對處理速度的要求，而且每一支路濾波器的系數eK(N)由原先的N個減少為N/D個，可以減小濾波運算的累積誤差，提高計算精度。同理可以得出內插器的多相濾波結構表示形式：其中RK(zI)=E(I-1-K)(zI)，其結構圖如圖4所示。抽取器和內插器采用多相濾波結構后，既可大幅降低對處理速度的要求又能提高運算精度。圖4 內插器的多相濾波結構6 結語基于軟件無線電的高頻寬帶多模式、多速率信號的數字化處理，是國家863和國家自然科學基金重點支持的課題，高頻寬帶軟件無線電技術的最終實現，將為通信技術的發(fā)展特別是對電子對抗水平的提高，起到至關重要的作用。數字信號的實時多比例抽取，解決了多速率信號與采樣率之間的整數倍調整問題，在寬帶射頻(中頻)軟件無線電技術中有重