三相橋式PWM逆變電路

1、可編輯WORD版本資料-學(xué)海無涯可編輯WORD版本資料-學(xué)海無涯 12/12可編輯WORD版本資料-學(xué)海無涯(完整word版)三相橋式PWM逆變電路 湘潭大學(xué) 課程設(shè)計報告書題目：三相橋式PWM逆變電路設(shè)計 學(xué)院信息工程學(xué)院 專業(yè)自動化 學(xué)生 同組成員 指導(dǎo)教師 課程編號 課程學(xué)分 起始日期 目錄 一、課題背景 (1) 二、三相橋式SPWM逆變器的設(shè)計內(nèi)容及要求 (2) 三、SPWM逆變器的工作原理 (3) 1.工作原理 (4) 2.控制方式 (5) 3.正弦脈寬調(diào)制的算法 (8) 四、MATLAB仿真分析 (17) 五、電路設(shè)計 (11) 1.主電路設(shè)計 (11) 2.控制電路設(shè)計 (12)

2、 3.保護電路設(shè)計 (14) 4.驅(qū)動電路設(shè)計 (15) 六、實驗總結(jié) (21) 附錄 (22) 三相橋式SPWM逆變電路設(shè)計 一、課題背景 隨著電力電子技術(shù)的飛速發(fā)展，正弦波輸出變壓變頻電源已被廣泛應(yīng)用在各個領(lǐng)域中，與此同時對變壓變頻電源的輸出電壓波形質(zhì)量也提出了越來越高的要求。對逆變器輸出波形質(zhì)量的要求主要包括兩個方面：一是穩(wěn)態(tài)精度高；二是動態(tài)性能好。因此，研究開發(fā)既簡單又具有優(yōu)良動、靜態(tài)性能的逆變器控制策略，已成為電力電子領(lǐng)域的研究熱點之一。 在現(xiàn)有的正弦波輸出變壓變頻電源產(chǎn)品中，為了得到SPWM波，一般都采用雙極性調(diào)制技術(shù)。該調(diào)制方法的最大缺點是它的6個功率管都工作在較高頻率(載波頻率

3、)，從而產(chǎn)生了較大的開關(guān)損耗，開關(guān)頻率越高，損耗越大。本實驗針對正弦波輸出變壓變頻電源SPWM 調(diào)制方式及數(shù)字化控制策略進行了研究，以SG3525為主控芯片，以期得到一種較理想的調(diào)制方法，實現(xiàn)逆變電源變壓、變頻輸出。 正弦逆變電源作為一種可將直流電能有效地轉(zhuǎn)換為交流電能的電能變換裝 置被廣泛地應(yīng)用于國民經(jīng)濟生產(chǎn)生活中 ,其中有:針對計算機等重要負載進行斷電保護的交流不間斷電源 UPS (Uninterruptle Power Supply) ;針對交流異步電動機變頻調(diào)速控制的變頻調(diào)速器;針對智能樓宇消防與安防的應(yīng)急電源 EPS ( Emergence Power Supply) ;針對船舶工業(yè)

4、用電的岸電電源 SPS(Shore Power Supply) ;還有針對風(fēng)力發(fā)電、太陽能發(fā)電等而開發(fā)的特種逆變電源等等.隨著控制理論的發(fā)展與電力電子器件的不斷革新 ,特別是以絕緣柵極雙極型晶體管 IGBT( Insulated Gate Bipolar Transistor)為代表的自關(guān)斷可控型功率半導(dǎo)體器件出現(xiàn) ,大大簡化了正弦逆變電源的換相問題 ,為各種 PWM 型逆變控制技術(shù)的實現(xiàn)提供了新的實現(xiàn)方法 ,從而進一步簡化了正弦逆變系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)與控制. 電力電子器件的發(fā)展經(jīng)歷了晶閘管（SCR）、可關(guān)斷晶閘管（GTO）、晶體管（BJT）、絕緣柵晶體管（IGBT）等階段。目前正向著大容量、高頻率、

5、易驅(qū)動、低損耗、模塊化、復(fù)合化方向發(fā)展，與其他電力電子器件相比，IGBT具有高可靠性、驅(qū)動簡單、保護容易、不用緩沖電路和開關(guān)頻率高等特點，為了達到這些高性能，采用了許多用于集成電路的工藝技術(shù)，如外延技術(shù)、離子注入、精細光刻等。 IGBT最大的優(yōu)點是無論在導(dǎo)通狀態(tài)還是短路狀態(tài)都可以承受電流沖擊。它的并聯(lián)不成問題，由于本身的關(guān)斷延遲很短，其串聯(lián)也容易。盡管IGBT模塊在大功率應(yīng)用中非常廣泛，但其有限的負載循環(huán)次數(shù)使其可靠性成了問題，其主要失效機理是陰極引線焊點開路和焊點較低的疲勞強度，另外,絕緣材料的缺陷也是一個問題。 二、三相橋式SPWM逆變器的設(shè)計內(nèi)容及要求 1設(shè)計內(nèi)容 1.1、理論設(shè)計 掌握

6、三相橋式PWM逆變電路的工作原理，設(shè)計三相橋式PWM逆變電路的主電路和控制電路。包括IGBT額定電流、額定電壓的選擇，驅(qū)動和保護電路的設(shè)計，畫出完整的主電路原理圖和控制電路原理圖，列出主電路所用元器件的明細表。 1.2、仿真實驗 利用MATLAB仿真軟件對三相橋式PWM逆變電路主電路和控制電路進行建模并仿真。 1.3、實際制作 利用PROTEL軟件繪出原理圖，結(jié)合具體所用元器件管腳數(shù)、外形尺寸、考慮散熱和抗干擾等因素、設(shè)計PCB印刷電路板。最后完成系統(tǒng)電路的組裝、調(diào)試。 2、設(shè)計要求 對三相橋式SPWM逆變電路的主電路及控制電路進行設(shè)計。分兩組參數(shù)，每組參數(shù)要求如下： 直流電壓為150V，三相

7、阻感負載，負載中R=2,L=1mH，要求輸出頻率范圍10Hz100Hz。 三、SPWM逆變器的工作原理 由于期望的逆變器輸出是一個正弦電壓波形，可以把一個正弦半波分作N等分。然后把每一等分的正弦曲線與橫軸所包圍的面積都用個與此面積相等的等高矩形脈沖來代替，矩形脈沖的中點與正弦波每一等分的中點重合。這樣，由N個等幅不等寬的矩形脈沖所組成的波形為正弦的半周等效。同樣，正弦波的負半周也可用相同的方法來等效。 這一系列脈沖波形就是所期望的逆變器輸出SPWM波形。由于各脈沖的幅值相等，所以逆變器可由恒定的直流電源供電，也就是說，這種交一直一交變頻器中的整流器采用不可控的二極管整流器就可以了(見圖1、圖2

8、、圖3 )。逆變器輸出脈沖的幅值就是整流器的輸出電壓。當逆變器各開關(guān)器件都是在理想狀態(tài)下工作時，驅(qū)動相應(yīng)開關(guān)器件的信號也應(yīng)為與形狀相似的一系列脈沖波形，這是很容易推斷出來的。 從理論上講，這一系列脈沖波形的寬度可以嚴格地用計算方法求得，作為控制逆變器中各開關(guān)器件通斷的依據(jù)。但較為實用的辦法是引用通信技術(shù)中的“調(diào)制”這一概念，以所期望的波形(在這里是正弦波)作為調(diào)制波(ModulationWave )，而受它調(diào)制的信號稱為載波(Carrier Wave )。在SPWM中常用等腰三角波作為載波，因為等腰三角波是上下寬度線性對稱變化的波形，當它與任何一個光滑的曲線相交時，在交點的時刻控制開關(guān)器件的通

9、斷，即可得到一組等幅而脈沖寬度正比于該曲線函數(shù)值的矩形脈沖，這正是SPWM所需要的結(jié)果。 圖1可控整流器調(diào)壓、六拍逆變器變頻 圖2不控整流、斬波器調(diào)壓、六拍逆變器變頻 圖3不控整流、PWM 逆變器調(diào)壓調(diào)頻 1、工作原理 圖4是SPWM 變頻器的主電路，圖中VTl VT6是逆變器的六個功率開關(guān)器件(在這里畫的是IGBT)，各由一個續(xù)流二極管反并聯(lián)，整個逆變器由恒值直流電壓U 供電。圖5是它的控制電路，一組三相對稱的正弦參考電壓信號，由參考信號發(fā)生器提供，其頻率決定逆變器輸出的基波頻率，應(yīng)在所要求的輸出頻率范圍內(nèi)可調(diào)。參考信號的幅值也可在一定范圍內(nèi)變化，決定輸出電壓的大小。三角載波信號是共用的，分

10、別與每相參考電壓比較后，給出“正”或“零”的飽和輸出，產(chǎn)生SPWM 脈沖序列波 ，作為逆變器功率開關(guān)器件的驅(qū)動控制信號。 圖4 MATLAB 仿真主電路 當U r U c U 時，給V1導(dǎo)通信號，給V4關(guān)斷信號，U UN =2U d 。當U r U c U 時，給V4導(dǎo)通信號，給V1關(guān)斷信號，U UN =-2U d 。當給V1(V4)加導(dǎo)通信號時，可能是V1(V4)導(dǎo)通，也可能是VD1(VD4)導(dǎo)通。UN U 、U VN 和WN U 的PWM 波形只有2U d 兩種電平。UV U 波形可由UN U ,-U VN 得出，當1和6通時，VN U =d U ，當3和4通時，VN U =-d U ，當

11、1和3或4和6通時，VN U =0。輸出線電壓PWM 波由d U 和0三種電平構(gòu)成。負載相電壓PWM 波由 d 3U 2、d 1和0共5種電平組成。 防直通的死區(qū)時間同一相上下兩臂的驅(qū)動信號互補，為防止上下臂直通而造成短路，留一小段上下臂都施加關(guān)斷信號的死區(qū)時間。死區(qū)時間的長短主要由開關(guān)器件的關(guān)斷時間決定。死區(qū)時間會給輸出的PWM 波帶來影響，使其稍稍偏離正弦波。 圖5 控制電路原理 2、控制方式 脈寬調(diào)制的控制方式從調(diào)制脈沖的極性上看，可分為單極性和雙極性之分:參加調(diào)制的載波和參考信號的極性不變，稱為單極性調(diào)制;相反，三角載波信號和正弦波信號具有正負極性，則稱為雙極性調(diào)制。 2.1、單極性正

12、弦脈寬調(diào)制 單極性正弦脈寬調(diào)制用幅值為r U 的參考信號波r U 與幅值為o f ,頻率為o f 的三角波c U 比較，產(chǎn)生功率開關(guān)信號。其原理波形如圖6所示。圖6是用單相正弦波全波整流電壓信號與單向三角形載波交截，再通過倒相產(chǎn)生功率開關(guān)驅(qū)動信號。 參考波頻率fr 決定了輸出頻率o f ，每半周期的脈沖數(shù)P 決定于載波頻率c f 。即: a c f f p 2 (1) 用參考電壓信號的幅值Ur ，與三角形載波信號的幅值Uc 的比值，即調(diào)制度m = Ur/Uc ，來控制輸出電壓變化。當調(diào)制度由01變化時，脈寬由0/p 變化，輸出電壓由0 E 變化。如果每個脈沖寬度為，則輸出電壓的傅里葉級數(shù)展開式

13、為: ()()01 cos sin n n n U t A n B n =+ （2) 系數(shù)An 和B n 由每個脈寬為，起始角為的正脈沖來決定和對應(yīng)的負脈沖起始角+來決定。 如果第j 個脈沖的起始角為j 則有 14sin cos 22p n j j E n A n a n =? ?=+ ? ? (3a) 14sin sin 22p n j j E n B n a n =? ?=+ ? ? (3b) 由式(2-3a)、式(2-3b)可計算輸出電壓的傅里葉級數(shù)的系數(shù) ()12sin sin p n j j j j E A n a na n =?=+-? (4a) ()12cos cos p n j

14、 j j j E B na n a n =?=-+? (4b) 圖6 單極性正選脈寬調(diào)制SPWM 原理波形 2.2、雙極性正弦脈寬調(diào)制 雙極性正弦脈寬調(diào)制的輸出電壓u0(t)波形在02區(qū)間關(guān)于中心對稱、在0區(qū)間關(guān)于軸對稱，其傅里葉級數(shù)展開式為 ()01,3,5. sin n n U t B n t = (5) ()()002sin n B u t n td t ?=? ? 式（2-5）中 輸出電壓u0（t ）可看成是幅值為E ，頻率為o f 的方波與幅值為2E 、頻率為c f 的負脈沖序 列(起點和終點分別為123212,.,p p -的疊加。因此 ()()()()()21423210 212

15、1 sin sin 2sin sin 41cos cos p p a a n a a a a p j j j E n td t E n td t B E n td t E n td t E na na n -=?-?=? ? ?=-? ?L (6) 則輸出電壓為 ()()02121,3,51 41cos cos sin p j j n j E U t na na n t n -=? ?= -? L (7) 輸出電壓基波分量錯誤!未找到引用源。為 ()()012121 41cos cos sin p j j j E U t na na n t n -=? ?=-? (8) 需要注意的是，從主回路

16、上看，對于雙極性調(diào)制，由于同一橋臂上的兩個開關(guān)元件始終輪流交替通斷，因此容易引起電源短路，造成環(huán)流。為防止環(huán)流，就必須增設(shè)延時觸發(fā)環(huán)節(jié)，設(shè)置死區(qū)。 3、正弦脈寬調(diào)制的調(diào)制算法 三角波變化一個周期，它與正弦波有兩個交點，控制逆變器中開關(guān)元件導(dǎo)通和關(guān)斷各一次。要準確的生成SPWM 波形，就要精確的計算出這兩個點的時間。開關(guān)元件導(dǎo)通時間是脈沖寬度，關(guān)斷時間是脈沖間隙。正弦波的頻率和幅值不同時，這些時間也不同，但對計算機來說，時間由軟件實現(xiàn)，時間的控制由定時器完成，是很方便的，關(guān)鍵在于調(diào)制算法。調(diào)制算法主要有自然采樣法、規(guī)則采樣法、等面積法等。 3.1.自然采樣法 按照SPWM 控制的基本原理，在正弦

17、波和三角波的交點時刻生成的PWM 波的方法，其求解復(fù)雜，工程應(yīng)用不多。如圖7所示 圖7 自然采樣法原理圖 3.2.規(guī)則采樣法 三角波兩個正峰值之間為一個采樣周期Tc。自然采樣法中，脈沖中點不和三角波(負峰點)重合。規(guī)則采樣法使兩者重合，使計算大為簡化。如圖所示確定A、B點，在A t和B t 時刻控制開關(guān)器件的通斷。脈沖寬度d 和用自然采樣法得到的脈沖寬度非常接近。 圖8規(guī)則采樣原理 正弦調(diào)制信號波為t a u r r sin = (9) 脈沖寬度 )sin 1(2 D r c t a T += (10) 三角波一周期內(nèi)，脈沖兩邊間隙寬度 ()sin 1(4 21 D r c c t a T T

18、 -=-= (11) 三角波載波公用，三相正弦調(diào)制波相位依次差120，同一三角波周期內(nèi)三相的脈寬分別為V 、U 和W ，脈沖兩邊的間隙寬度分別為U 、V 和W ，同一時刻三相調(diào)制波電壓之和為零。 23c W V U T = + (12) 43c W V U T = + (13) 利用以上兩式可簡化三相SPWM 波的計算 四、MATLAB仿真分析 1、直流電壓為150V頻率為30HZ時的實驗： 將控制電路中的三相正弦波函數(shù)發(fā)生器Sine Wave的頻率調(diào)為30HZ，即在頻率參數(shù)欄中輸入60*pi，則系統(tǒng)輸出頻率也應(yīng)為30HZ。直流電壓源均調(diào)為75V。 仿真運行系統(tǒng)，顯示如圖16所示。 圖16 電

19、壓為150V頻率為30HZ仿真模型 從圖16可以看出，系統(tǒng)輸出正弦波周期為0.033s左右，即頻率約為30HZ.第一路波為調(diào)制波，接著三路波形分別為UN U,第五路為輸出UV線電壓，第六路為輸出U U、 U VN和 WN 相電壓?？梢钥闯鯱N U的PWM波形只有75V兩種電平，輸出UV線電壓的 U VN和 U、 WN PWM波形由150V和0V構(gòu)成，輸出U相電壓的PWM波由100V，50V,0V共五種電平組成。 2、直流電壓為150V頻率為50HZ時的實驗： 將控制電路中的三相正弦波函數(shù)發(fā)生器Sine Wave的頻率調(diào)為50HZ，即在頻率參數(shù)欄中輸入100*pi，則系統(tǒng)輸出頻率也應(yīng)為50HZ。

20、直流電壓源均調(diào)為75V。 仿真運行系統(tǒng)，顯示如圖17所示。 圖17 電壓為150V頻率為50HZ仿真模型 從圖17可以看出，系統(tǒng)輸出正弦波周期為0.02s左右，即頻率約為50HZ.第一路波為調(diào)制波，接著三路波形分別為UN U,第五路為輸出UV線電壓，第六路為輸出U相 U、 U VN和 WN 電壓?？梢钥闯鯱N U的PWM波形只有75V兩種電平，輸出UV線電壓的PWM U、 U VN和 WN 波形由150V和0V構(gòu)成，輸出U相電壓的PWM波由100V，50V,0V共五種電平組成。 3、直流電壓為150V頻率為100HZ時的實驗： 將控制電路中的三相正弦波函數(shù)發(fā)生器Sine Wave的頻率調(diào)為10

21、0HZ，即在頻率參數(shù)欄中輸入200*pi，則系統(tǒng)輸出頻率也應(yīng)為100HZ。直流電壓源均調(diào)為75V。 仿真運行系統(tǒng)，顯示如圖19所示。 圖19 電壓為150V頻率為100HZ仿真模型 從圖19可以看出，系統(tǒng)輸出正弦波周期為0.01s，即頻率約為100HZ.第一路波為調(diào)制波，接著三路波形分別為UN U,第五路為輸出UV線電壓，第六路為輸出U相電壓。 U、 U VN和 WN 可以看出UN U的PWM波形只有75V兩種電平，輸出UV線電壓的PWM波形U、 U VN和 WN 由150V和0V構(gòu)成，輸出U相電壓的PWM波由100V，50V,0V共五種電平組成。 五、電路設(shè)計 1、主電路設(shè)計 1.1、主電路

22、原理圖如下： 圖9主電路原理圖 1.2、原理分析 由于期望的逆變器輸出是一個正弦電壓波形，可以把一個正弦半波分作N等分。然后把每一等分的正弦曲線與橫軸所包圍的面積都用個與此面積相等的等高矩形脈沖來代替，矩形脈沖的中點與正弦波每一等分的中點重合。這樣，由N個等幅不等寬的矩形脈沖所組成的波形為正弦的半周等效。同樣，正弦波的負半周也可用相同的方法來等效。 這一系列脈沖波形就是所期望的逆變器輸出SPWM波形。由于各脈沖的幅值相等，所以逆變器可由恒定的直流電源供電，也就是說，這種交一直一交變頻器中的整流器采用不可控的二極管整流器就可以了。逆變器輸出脈沖的幅值就是整流器的輸出電壓。當逆變器各開關(guān)器件都是在

23、理想狀態(tài)下工作時，驅(qū)動相應(yīng)開關(guān)器件的信號也應(yīng)為與形狀相似的一系列脈沖波形，這是很容易推斷出來的。 從理論上講，這一系列脈沖波形的寬度可以嚴格地用計算方法求得，作為控制逆變器中各開關(guān)器件通斷的依據(jù)。但較為實用的辦法是引用通信技術(shù)中的“調(diào)制”這一概念，以所期望的波形(在這里是正弦波)作為調(diào)制波(Modulation Wave )，而受它調(diào)制的信號稱為載波(Carrier Wave )。在SPWM中常用等腰三角波作為載波，因為等腰三角波是上下寬度線性對稱變化的波形，當它與任何一個光滑的曲線相交時，在交點的時刻控制開關(guān)器件的通斷，即可得到一組等幅而脈沖寬度正比于該曲線函數(shù)值的矩形脈沖，這正是SPWM所

24、需要的結(jié)果。 1.3、器件的選型 1.3.1、整流二極管的選擇 1.3.1.1、確定二極管電壓額定值 整流二極管的耐壓值由下式確定： a K U U V AC RRM ?2 （14） 其中，AC U 為整流橋輸入電壓額定值，乘2為輸入電壓峰值；V K 為電壓波形系數(shù)，V K 1； a 為安全系數(shù)。RRM U 467V 。二極管耐壓參數(shù)分為800V ，1600V 等幾檔，所以選擇800V 。 1.3.1.2、確定二極管電流額定值 整流二極管的額定電流由下式確定： a 57 .1I I DM F ?= （15） 其中DM I 根據(jù)電路的功率和過載因素計算， U 3P I 0 DM = （16） 計

25、算得F I =58A 。 1.3.2、開關(guān)器件IGBT 的選擇。 1.3. 2.1、三相全橋逆變電路開關(guān)管關(guān)斷時的功率器件承受的峰值電壓為： a U CE ?+?= ）（15015.1U CESP （17） 式中，U CE 為 IGBT 的 C 、E 兩端承受的電壓，取 150V ；1.15 是電壓保護系數(shù)；150V 為 dt di L 引起的尖峰電壓；a 為安全系數(shù)，通常取1.1；得到U CESP =355V 。實際應(yīng)用中必然取U CES U CESP ,參考IGBT 的實際電壓等級，取U CES =600V 。 1.3.2.2、求電流，顯然有： U 3P I 0 0= （18） P 是逆變

26、器額定輸出，U 0 是逆變器輸出電壓 380V ，又有 )4.15.12(I 0I c ?= （19） 2為 Io 峰值；1.5 是 1 分鐘內(nèi)允許的過載流量；1.4 是電流 C I 減小系數(shù)。 3P 4.1 5.12I C ?= =45.1A ，根據(jù)IGBT 的等級， C I 取50A 。 根據(jù)計算參數(shù)和實際器件型號，選用IRGPS60B120KD 型號IGBT 器件，該器件支持最大電 壓為 1200V，最大電流為 50A，一個封裝內(nèi)包含 2 個 IGBT模塊。能夠滿足后級三項逆變電路工作條件。 2.控制電路設(shè)計 2.1、電路原理框圖 圖10 控制電路原理框圖 2.2、電路原理圖 圖11 控

27、制電路原理圖 2.3、原理分析 據(jù)自然采樣法，三個互差120o的正弦波與高頻三角載波進行比較，每路結(jié)果再經(jīng)反相器產(chǎn)生與原信號相反的控制波，分別控制上下橋臂IGBT的導(dǎo)通與關(guān)斷。這樣產(chǎn)生的六路SPWM波分別控制六個IGBT的通斷，從而在負載端產(chǎn)生與調(diào)制波同頻的三相交流電。原理圖中的三角載波用S函數(shù)產(chǎn)生。 2.4、主要器件介紹 美國 IR 公司生產(chǎn)的IR2110 驅(qū)動器。它兼有光耦隔離（體積?。┖碗姶鸥綦x（速度快）的優(yōu)點，是中小功率變換裝置中驅(qū)動器件的首選品種。IR2110 采用HVIC 和閂鎖抗干擾CMOS 制造工藝，DIP14 腳封裝。具有獨立的低端和高端輸入通道；懸浮電源采用自舉電路，其高端

28、工作電壓可達500V，dv/dt=50V/ns，15V 下靜態(tài)功耗僅116mW；輸出的電源端（腳3,即功率器件的柵極驅(qū)動電壓）電壓范圍1020V；邏輯電源電壓范圍（腳9）515V，可方便地與TTL，CMOS 電平相匹配，而且邏輯電源地和功率地之間允許有5V 的偏移量；工作頻率高，可達500kHz；開通、關(guān)斷延遲小，分別為120ns 和94ns；圖騰柱輸出峰值電流為2A。 3、保護電路設(shè)計 3.1保護電路的作用 電力電子電路中設(shè)置保護電路主要是防止電路中電力電子器件的損毀。 3.2電路原理圖 圖12 過流保護電路 圖13 過電壓保護電路 3.3原理分析 電力電子電路運行不正?；蛘甙l(fā)生故障時，可能

29、會發(fā)生過電流。過電流分為過載和短路兩種情況。通常采用的保護措施有：快速熔斷器、直流快速斷路器和過電流繼電器。一般電力電子裝置均同時采用集中過流保護措施，以提高保護的可靠性和合理性。綜合本次設(shè)計電路的特點，采用快速熔斷器，即給晶閘管串聯(lián)一個保險絲實施電流保護。如圖12電流保護電路所示。對于所選的保險絲，遵從t I2值。 I2值小于晶閘管的允許t 電力電子裝置中可能發(fā)生的過電壓分為外因過電壓和內(nèi)因過電壓兩類。外因過電壓主要來自雷擊和系統(tǒng)中的操作過程等外部原因。本設(shè)計主要用于室內(nèi)，為了使用方便不考慮來自雷擊的威脅。根據(jù)以上產(chǎn)生過電壓的的各種原因，設(shè)計相應(yīng)的保護電路。如圖5過電壓保護電路所示。其中：圖

30、中是利用一個電阻加電容進行電壓抑制，當電壓過高時，保護電路中的電容會阻礙其電壓的上升，從而防止電子器件IGBT管因電壓的過高厄爾損壞。圖13中的電阻可以是1K左右的電阻，而電容的值可以為100F左右，這樣形成一個保護電路。 4、IGBT驅(qū)動保護電路 本設(shè)計采用日本富士公司的EXB841（日本富士公司的EXB系列混合集成電路是生產(chǎn)的IGBT專用驅(qū)動芯片）高速集成芯片去驅(qū)動。它本身具有驅(qū)動電流放大能力，同時具有使控制電路和IGBT所在主電路間實現(xiàn)電流隔離的功能，還具有過電流保護功能7。 驅(qū)動芯片EXB841的控制原理 EXB841的驅(qū)動主要有三個工作過程：正常開通過程、正常關(guān)斷過程和過流保護動作過程。14和15兩腳間外加PWM控制信號，當觸發(fā)脈沖信號施加于14和15引腳時，在GE兩端產(chǎn)生約16V的IGBT開通電壓；當觸發(fā)控制脈沖撤銷時，在GE兩端產(chǎn)生-5.1V的IGBT關(guān)斷電壓。過流保護動作過程是根據(jù)IGBT的CE極間電壓ce U的大小判定是否過流而進行保護的，ce U U由二極管Vd7檢測。當IGBT開通時，若發(fā)生負載短路等發(fā)生大電流的故障，ce 會上升很多，使得Vd7截止