帶通采樣的AIS非相干解調(diào)軟件接收機(jī)的FPGA實現(xiàn)設(shè)計

【W(wǎng)ord版本下載可任意編輯】帶通采樣的AIS非相干解調(diào)軟件接收機(jī)的FPGA實現(xiàn)設(shè)計0引言

AIS系統(tǒng)是一種船舶交通信息交換系統(tǒng)，船載AIS設(shè)備不斷發(fā)送自身信息，如航向、噸位等，用以領(lǐng)航調(diào)度、防止碰撞。隨著海運(yùn)貿(mào)易的高速增長，迫切需要建立對大片海域船舶動態(tài)的實時監(jiān)控系統(tǒng)，衛(wèi)星平臺因覆蓋范圍廣而受到重視。加拿大等國家相繼發(fā)射載有AIS信號接收設(shè)備的衛(wèi)星。AIS系統(tǒng)采用高斯濾波頻移鍵控（GaussianFilteredMinimumShiftKeying，GMSK）調(diào)制，可以通過相干方式或非相干方式解調(diào)。相干解調(diào)具有較好的抗噪聲性能，但是需要準(zhǔn)確恢復(fù)載波頻率，而載有AIS設(shè)備的近地衛(wèi)星軌道高度一般在500km左右，多普勒頻移可達(dá)±4kHz，因此的載波恢復(fù)比較困難；非相干解調(diào)主要采用鑒頻器，從接收GMSK信號中提取頻率的變化信息，因此對頻偏不敏感且構(gòu)造簡單，在很多GMSK移動通信系統(tǒng)中得到了應(yīng)用，如GSM。目前，AIS接收機(jī)射頻端多采用或二級下變頻方案，這種方案使射頻前端硬件比較復(fù)雜，硬件成本高。鑒于AIS信號是窄帶信號，因此本文設(shè)計中對接收到的射頻信號直接帶通采樣，以簡化接收機(jī)硬件構(gòu)造。

本文主要工作如下：在Xilinxxc4vlx80FPGA上設(shè)計了基于帶通采樣的AIS非相干解調(diào)軟件接收機(jī)，設(shè)計文件通過綜合映射后到FPGA中，以實際AIS信號源作為測試信號，通過嵌入式邏輯分析工具Chipscope在PC上觀察FPGA內(nèi)部信號來驗證設(shè)計，并給出了硬件資源消耗。

比特流d（t）通過帶寬時間積（Bandwidth-TImeproduct，BT）為BbTb的高斯濾波器開展脈沖成型。Bb為高斯濾波器的3dB帶寬，Tb為比特速率。高斯成型濾波器的沖激響應(yīng)為：式中*表示卷積運(yùn)算。通過電壓/頻率（V/F）轉(zhuǎn)換，形成調(diào)頻信號并調(diào)制到規(guī)定頻段發(fā)射出去。

對于非相干解調(diào)的接收機(jī)，首先將接收信號開展正交下變頻，濾除高頻分量和帶外噪聲后得到基帶正交信號I（t）、Q（t），再通過下式開展頻率/電壓（F/V）轉(zhuǎn)換：

2.1帶通采樣率

AIS信號有A、B兩個發(fā)射頻點(diǎn)，分別為161.975MHz和162.025MHz，數(shù)據(jù)速率Rb為9.6kb/s，帶寬不超過25kHz，接收機(jī)射頻前端的帶通濾波器（BandPassFilter，BPF）中心頻率為162MHz，帶寬為250kHz，因此可對BPF輸出射頻信號直接采樣。理論上ADC的帶通采樣頻率fS1只要滿足下式即可：

式中，B為BPF的帶寬，fH為采樣信號的頻率成分，［］表示取不超過該數(shù)的整數(shù)。采樣頻率越小，對FPGA的處理速度要求就越低。但實際系統(tǒng)中由于BPF過渡帶的緩變特性，一些邊帶噪聲不能被完全抑制，當(dāng)采樣頻率過小時，采樣得到的信號頻譜周期重疊次數(shù)過多，導(dǎo)致更多的噪聲疊加到有用信號上。因此，本系統(tǒng)采用的采樣時鐘頻率為fS1=24MHz。帶通采樣后AIS信號中心頻率fC1可通過下式計算：

2.2兩級數(shù)字下變頻構(gòu)造

系統(tǒng)中FPGA和ADC共用時鐘源，F(xiàn)PGA系統(tǒng)主頻為fSYS=24MHz。天線接收的AIS信號經(jīng)過低噪放和帶通濾波，再經(jīng)過14bitADC采樣后，輸入FPGA。輸入FPGA的AIS信號中心頻率fC1=6MHz、采樣率fS1=24MHz、帶寬為250kHz。由于信號帶寬遠(yuǎn)小于采樣頻率，可以開展下變頻和降采樣處理，以減輕后級處理壓力。首先將采樣信號與FPGA內(nèi)數(shù)控振蕩（NCO）IP核產(chǎn)生的位寬為10bit、頻率fO1=6MHz的正弦信號開展混頻，再通過數(shù)據(jù)位寬為16bit、截止頻率為100kHz的51階低通濾波器，濾除高頻成分；再對低通信號開展48倍降采樣，得到的數(shù)據(jù)速率為500kHz、中心頻率為±25kHz（A、B兩個發(fā)射頻點(diǎn)）的AIS信號；再將該信號與NCO產(chǎn)生的位寬為10bit、頻率fO2=25kHz的正弦信號開展混頻，再通過數(shù)據(jù)位寬為16bit、截止頻率為25kHz的51階低通濾波器來濾除高頻分量，得到包含多普勒頻偏（小于4kHz）的基帶正交信號。

采用這種兩級下變頻的好處，除了可以降低采樣速率，減輕FPGA處理壓力外，還可以減少邏輯資源消耗。如果對采樣率為fS1=24MHz的信號直接開展正交數(shù)字下變頻，由于混頻后的FIR低通濾波器驅(qū)動時鐘頻率（即系統(tǒng)主頻fSYS=24MHz）和輸入濾波器的混頻信號數(shù)據(jù)速率（即采樣率為fS1=24MHz）相同，那么FIR濾波器IP核經(jīng)過綜合后，需要26個乘法器。而正交下變頻需要兩個低通濾波器，因此共需要26&TImes;2=52個乘法器；采用兩級下變頻方案時，混頻后的濾波器同樣需要26個乘法器，降采樣后，輸入濾波器的混頻信號數(shù)據(jù)速率降為fS2=500kHz，而驅(qū)動時鐘不變，仍為fSYS=24MHz，因此在輸入一個數(shù)據(jù)的周期內(nèi)，多可以復(fù)用該乘法器fSYS/fS2=48次，大于51階FIR濾波器所需要的26個乘法器，所以正交下變頻后的濾波器經(jīng)綜合，僅需1個乘法器即可，如圖3所示。兩級下變頻中需要3個低通濾波器（如圖2所示），然而需要的乘法器個數(shù)僅為26+1&TImes;2=28個。

2.3數(shù)字鑒頻以及后檢測濾波

對正交下變頻得到的基帶正交信號開展式（6）所示的數(shù)字鑒頻操作，提取頻率信號。數(shù)字鑒頻器的硬件主要由延時模塊、乘法器、除法器、加法器和減法器構(gòu)成。由于理論上數(shù)字鑒頻是非線性操作，對噪聲十分敏感，輸出中會包含高頻的噪聲分量，因此有必要對鑒頻器輸出開展后檢測低通濾波。圖4是在MATLAB中，仿真采用不同截止頻率的低通濾波器時AIS解調(diào)的誤碼率曲線，橫坐標(biāo)為信號功率和噪聲功率比值。由圖中可以看出，低通濾波器的截止頻率Bo為0.4Rb（Rb為AIS比特速率）時，誤碼性能。因此，F(xiàn)PGA中后檢測濾波的帶寬設(shè)為0.4Rb=0.4&TImes;9.6kb/s=3.84kHz3AIS信號解調(diào)實際測試

在Xilinx開發(fā)環(huán)境ISE13.2中設(shè)計AIS接收機(jī)各模塊，將設(shè)計好的模塊開展綜合、映射、布局布線，生成文件。并調(diào)用Chipscope嵌入式邏輯分析儀IP核，通過JTAG仿真器來連接FPGA和PC，以便實時觀察FPGA內(nèi)部信號。利用實際AIS信號源作為測試信號，用同軸線將AIS信號源輸出連接到模數(shù)轉(zhuǎn)換器AD9246輸入，帶通采樣信號讀入FPGA開展解調(diào)。觀察到各級信號如圖5所示。在圖5（d）中可以看到A、B兩個不同頻點(diǎn)AIS信號的24比特位同步序列00110011…0011以及幀起始標(biāo)志01111110。設(shè)計所占用的Slice數(shù)為231，僅占總資源數(shù)的1%。4結(jié)束語

本文根據(jù)GMSK信號的非相干解調(diào)原理，在XilinxFPGA上設(shè)計了帶通采樣的AIS非相干接收機(jī)，利用AIS窄帶信號的特點(diǎn)，采用兩級下變頻方案，將數(shù)據(jù)速率降至合理范圍，減輕FPGA處理壓力，同時也大大減少了低通濾波器對