載波恢復(fù)的基本原理

載波同步技術(shù)平方法 抑制載波的雙邊帶信號(hào)中插入導(dǎo)頻科斯塔斯環(huán) 殘留邊帶信號(hào)中插入導(dǎo)頻 時(shí)域插入導(dǎo)頻法性能指標(biāo) 兩種載波同步方法的比較提取載波的方法一般分為兩類(lèi)：一類(lèi)是不專(zhuān)門(mén)發(fā)送導(dǎo)頻，而在接收端直接從發(fā)送信號(hào)中提取載波，這類(lèi)方法稱(chēng)為直接法，也稱(chēng)為自同步法；另一類(lèi)是在發(fā)送有用信號(hào)的同時(shí)，在適當(dāng)?shù)念l率位置上，插入一個(gè)(或多個(gè))稱(chēng)作導(dǎo)頻的正弦波，接收端就利用導(dǎo)頻提取出載波，這類(lèi)方法稱(chēng)為插入導(dǎo)頻法，也稱(chēng)為外同步法。直接法(自同步法)有些信號(hào)(如抑制載波的雙邊帶信號(hào)等)雖然本身不包含載波分量，但對(duì)該信號(hào)進(jìn)行某些非線性變換以后，就可以直接從中提取出載波分量來(lái)，這就是直接法提取同步載波的基本原理。下面介紹幾種直接提取載波的方法。(7-1)設(shè)調(diào)制信號(hào)為m(t)，m(t(7-1)s(t)=m(t)coswt接收端將該信號(hào)進(jìn)行平方變換，即經(jīng)過(guò)一個(gè)平方律部件后就得到e(e(t)=m2(t)cos2wt=m(t)+—m2(t)cos2wt2 2 。(7-2)由式(7-2)可以看出，雖然前面假設(shè)m(t)中無(wú)直流分量，但m2(t)卻一定有直流分量，這是因?yàn)閙2(t)必為大于等于0的數(shù)，因此，m2(t)的均值必大于0,而這個(gè)均值就是m2(t)的直流分量，這樣e(t)的第二項(xiàng)中就包含2f頻率的分量。例如，對(duì)于2PSK信號(hào)，m(t)為雙極性矩形脈沖序列，設(shè)m(t)為±1，那么m2(t)=1，這樣經(jīng)過(guò)平方率部件后可以得到(7-3(7-3)e(t)=m2(t)cos2wt=—+_cos2wt由式(7-3)可知，通過(guò)2f窄帶濾波器從e(t)中很容易取出2f頻率分量。經(jīng)過(guò)一個(gè)二分頻器就可以得到f的頻率成分，這就C C C是所需要的同步載波。因而，利用圖7-1所示的方框圖就可以提取出載波。輸入已調(diào)信號(hào)~*平方律部件輸入已調(diào)信號(hào)~*平方律部件*二分頻載波輸出.圖7-1平方變換法提取載波為了改善平方變換的性能，可以在平方變換法的基礎(chǔ)上，把窄帶濾波器用鎖相環(huán)替代，構(gòu)成如圖7-2所示框圖，這樣就實(shí)現(xiàn)了平方環(huán)法提取載波。由于鎖相環(huán)具有良好的跟蹤、窄帶濾波和記憶性能，因此平方環(huán)法比一般的平方變換法具有更好的性能，因而得到廣泛的應(yīng)用。平萬(wàn)律

部件截波輸出平萬(wàn)律

部件截波輸出圖7-2平方環(huán)法提取載波在上面兩個(gè)提取載波的方框圖中都用了一個(gè)二分頻電路，因此，提取出的載波存在兀相位模糊問(wèn)題。對(duì)移相信號(hào)而言，解決這個(gè)問(wèn)題的常用方法就是采用前面已介紹過(guò)的相對(duì)移相。利用鎖相環(huán)提取載波的另一種常用方法如圖7-3所示。加于兩個(gè)相乘器的本地信號(hào)分別為壓控振蕩器的輸出信號(hào)cos(wt+9)和它的正交信號(hào)sin(wt+9)，因此，通常稱(chēng)這種環(huán)路為同相正交環(huán)，有時(shí)也被稱(chēng)為科斯塔斯(Costas)環(huán)。設(shè)輸入的抑制載波雙邊帶信號(hào)為m（t）cos切t，則=m(t)cos④tcos(④t+0)=—m(t)[cos0+cos(2④t+0)]=m(t)cos④tsin(④t+0)=—m(t)[sin0+sin(2④t+0)]經(jīng)低通后的輸出分別為=—m(t)cos02=—m(t)sin02乘法器的輸出為v=v-v6=—m2(t)sin0cos0(7-4)(7-5)=—m2（t）sin208式中是壓控振蕩器輸出信號(hào)與輸入已調(diào)信號(hào)載波之間的相位誤差。當(dāng)較小時(shí)，式（7-6）可以近似地表示為（7-6）vm—m2（t）0 （7-7）式（7-7）中v7的大小與相位誤差成正比，因此，它就相當(dāng)于一個(gè)鑒相器的輸出。用v7去調(diào)整壓控振蕩器輸出信號(hào)的相位，最后就可以使穩(wěn)態(tài)相位誤差B減小到很小的數(shù)值。這樣壓控振蕩器的輸出v1就是所需要提取的載波。不僅如此，當(dāng)0減小到很小的時(shí)候，式（7-5）的v1就接近于調(diào)制信號(hào)m（t），因此，同相正交環(huán)法同時(shí)還具有了解調(diào)功能，目前在許多接收機(jī)中已經(jīng)到了使用。數(shù)字通信中經(jīng)常使用多相移相信號(hào)，這類(lèi)信號(hào)同樣可以利用多次方變換法從已調(diào)信號(hào)中提取載波信息。如以四相移相信號(hào)為例，圖7-4就展示了從四相移相信號(hào)中提取同步載波的方法。輸會(huì)頂用四次方部件偉五弟帶濾波器函分頊|載波釁圖7-4四次方變換法提取載波插入導(dǎo)頻法在模擬通信系統(tǒng)中，抑制載波的雙邊帶信號(hào)本身不含有載波；殘留邊帶信號(hào)雖然一般都含有載波分量，但很難從已調(diào)信號(hào)的頻譜中將它分離出來(lái)；單邊帶信號(hào)更是不存在載波分量。在數(shù)字通信系統(tǒng)中，2PSK信號(hào)中的載波分量為零。對(duì)這些信號(hào)的載波提取，都可以用插入導(dǎo)頻法，特別是單邊帶調(diào)制信號(hào)，只能用插入導(dǎo)頻法提取載波。在這一節(jié)中，將分別討論抑制載波的雙邊帶信號(hào)和殘留邊帶信號(hào)的插入導(dǎo)頻法。對(duì)于抑制載波的雙邊帶調(diào)制而言，在載頻處，已調(diào)信號(hào)的頻譜分量為零，同時(shí)對(duì)調(diào)制信號(hào)m（t）進(jìn)行適當(dāng)?shù)奶幚?，就可以使已調(diào)信號(hào)在載頻附近的頻譜分量很小，這樣就可以插入導(dǎo)頻，這時(shí)插入的導(dǎo)頻對(duì)信號(hào)的影響最小。但插入的導(dǎo)頻并不是加在調(diào)制器的那個(gè)載波，而是將該載波移相90°后的所謂“正交載波”。根據(jù)上述原理，就可構(gòu)成插入導(dǎo)頻的發(fā)端方框圖如圖7-5（a）所示。根據(jù)圖7-5（a）的結(jié)構(gòu)，其輸出信號(hào)可表示為（7-8）設(shè)接收端收到的信號(hào)與發(fā)端輸出信號(hào)相同，則收端用一個(gè)中心頻率為的窄帶濾波器就可以得到導(dǎo)頻-acosot，再將它移相90°，就可得到與調(diào)制載波同頻同相的信號(hào)asinot。收端的方框圖如圖7-5（b）所示，從圖中可以看到（矽插入導(dǎo)頻法發(fā)端方框圖（切插入導(dǎo)頻法收端方框圖v(t)=[am(t)sinot-acosot]-asinot(7-9)c cos2ot- sin2ot經(jīng)過(guò)低通濾波器后，就可以恢復(fù)出調(diào)制信號(hào)G)。然而，如果發(fā)端加入的導(dǎo)頻不是正交載波，而是調(diào)制載波，這時(shí)發(fā)端的輸出信號(hào)可表示為u(t)=am(t)sinot一asinot收端用窄帶濾波器取出asinot后直接作為同步載波，但此時(shí)經(jīng)過(guò)相乘器和低通濾波器解調(diào)后輸出為a2m(t)a2需要的直流成分4，這就是發(fā)端米用正交載波作為導(dǎo)頻的原因。2(7-10)c——+結(jié)，多了一個(gè)不

2為了在殘留邊帶信號(hào)中插入導(dǎo)頻，有必要首先了解一下殘留邊帶信號(hào)的頻譜特點(diǎn)。以取下邊帶為例，邊帶濾波器應(yīng)具有如圖7-6所示的傳輸特性。利用這樣的傳輸函數(shù)，可以使下邊帶信號(hào)絕大部分通過(guò)，而使上邊帶信號(hào)小部分殘留。由于f附近有信號(hào)分量，C所以，如果直接在f處插入導(dǎo)頻，那么，該導(dǎo)頻必然會(huì)干擾f附近的信號(hào)，同時(shí)也會(huì)被信號(hào)干擾。為此可以在信號(hào)頻譜之外插入兩個(gè)導(dǎo)頻f1和七，使它們?cè)诮邮斩私?jīng)過(guò)某些變換后產(chǎn)生所需要的f。設(shè)兩導(dǎo)頻與信號(hào)頻譜兩端的間隔分別為Af和A七則:(7-11)f2=fc"12，式中的f是殘留邊帶形成濾波器傳輸函數(shù)中滾降部分所占帶寬的一半(見(jiàn)圖7-6，式中的f是殘留邊帶形成濾波器傳輸函數(shù)中滾降部分所占帶寬的一半(見(jiàn)圖7-6)可見(jiàn)，兩導(dǎo)頻信號(hào)經(jīng)相乘器相乘后的輸出應(yīng)為而f是調(diào)制信號(hào)的帶寬。m圖7-6殘留邊帶信號(hào)形成濾波器的傳輸函數(shù)對(duì)于式(7-11)定義的各個(gè)頻率值，可以利用框圖7-7實(shí)現(xiàn)載波提取。設(shè)兩導(dǎo)頻分別為cos(ot+0)和cos(ot+0)，其中0和0是兩導(dǎo)頻信號(hào)的初始相位。如果經(jīng)信道傳輸后，使兩個(gè)導(dǎo)頻和已調(diào)信11 22 12號(hào)中的載波都產(chǎn)生了頻偏Ao(t)和相偏0(t)，那么提取出的載波也應(yīng)該有相同的頻偏和相偏，才能達(dá)到真正的相干解調(diào)。由圖7-7圖7-7殘留邊帶信號(hào)形插入導(dǎo)頻法收端方框圖v=cos[ot+Ao(t)t+0+0(t)]cos[ot+Ao(t)t+0+0(t)]1=1=—cos[(oLcos[2兀(f+Af+f+Af)t+0-0]2 r 2m 1 1 21—cos2兀(f1—cos2兀(f+Af)<f+Af)1+mt+0-02r2I fr+M^121rcos[2丸(f(7-12)+Af)qt+0-0]2 1 2式中1+v=~cos3式中1+v=~cos3 22兀(f+Af)t+0(7-13)式(7-13)中0q為分頻輸出的初始相位，它是一個(gè)常數(shù)。將v與cos（①2t+0「相乘取差頻，再通過(guò)中心頻率為f的窄帶濾波器，就可得到f+Af ，對(duì)v進(jìn)行q次分頻后可得f'+M—q2(7-14)(b)(7-14)(b)v=—cos5 2經(jīng)移相電路的處理，就可以得到包含反映信道特性的頻偏和相偏的載波七。由分頻次數(shù)q的表示式看出，通過(guò)調(diào)整Af「Af可以得到整數(shù)的q，增大Af,Af有利于減小信號(hào)頻譜對(duì)導(dǎo)頻的于擾，然而，這樣需要加寬信道的帶寬。因此，應(yīng)根據(jù)實(shí)際情況正確選擇Af,Af。插入導(dǎo)頻法提取載波要使用窄帶濾波器，這個(gè)窄帶濾波器也可以用鎖相環(huán)來(lái)代替，這是因?yàn)殒i相環(huán)本身就是一個(gè)性能良好的窄帶濾波器，因而使用鎖相環(huán)后，載波提取的性能將有改善。除了在頻域插入導(dǎo)頻的方法以外，還可以在時(shí)域插入導(dǎo)頻以傳送和提取同步載波。時(shí)域插入導(dǎo)頻法中對(duì)被傳輸?shù)臄?shù)據(jù)信號(hào)和導(dǎo)頻信號(hào)在時(shí)間上加以區(qū)別，具體分配情況如圖7-8（a）所示。在每一幀中，除了包含一定數(shù)目的數(shù)字信息外，在10-ti的時(shí)隙中傳送位同步信號(hào)，在t-t的時(shí)隙內(nèi)傳送幀同步信號(hào)，在t-t的時(shí)隙內(nèi)傳送載波同步信號(hào)，而在t-t時(shí)間內(nèi)才傳送數(shù)字信息。可以1 2 2 3 3 4發(fā)現(xiàn)這種時(shí)域插入導(dǎo)頻方式，只是在每幀的一小段時(shí)間內(nèi)才作為載頻標(biāo)準(zhǔn)，其余時(shí)間是沒(méi)有載頻標(biāo)準(zhǔn)的。圖7-8時(shí)域插入導(dǎo)頻法在接收端用相應(yīng)的控制信號(hào)將載頻標(biāo)準(zhǔn)取出以形成解調(diào)用的同步載波。但是由于發(fā)送端發(fā)送的載波標(biāo)準(zhǔn)是不連續(xù)的，在一幀內(nèi)只有很少一部分時(shí)間存在，因此如果用窄帶濾波器取出這個(gè)間斷的載波是不能應(yīng)用的。對(duì)于這種時(shí)域插入導(dǎo)頻方式的載波提取往往采用鎖相環(huán)路，其方框圖如圖7-8（b）所示。在鎖相環(huán)中，壓控振蕩器的自由振蕩頻率應(yīng)盡量和載波標(biāo)準(zhǔn)頻率相等，而且要有足夠的頻率穩(wěn)定度，鑒相器每隔一幀時(shí)間與由門(mén)控信號(hào)取出的載波標(biāo)準(zhǔn)比較一次，并通過(guò)它去控制壓控振蕩器。當(dāng)載頻標(biāo)準(zhǔn)消失后，壓控振蕩器具有足夠的同步保持時(shí)間，直到下一幀載波標(biāo)準(zhǔn)出現(xiàn)時(shí)再進(jìn)行比較和調(diào)整。適當(dāng)?shù)卦O(shè)計(jì)鎖相環(huán)路，就可以使恢復(fù)的同步載波的頻率和相位的變化控制在允許的范圍以內(nèi)。載波同步系統(tǒng)的性能指標(biāo)載波同步系統(tǒng)的性能指標(biāo)：效率、精度、同步建立時(shí)間和同步保持時(shí)間。在以上四個(gè)性能指標(biāo)中，對(duì)于效率的指標(biāo)沒(méi)有必要討論，因?yàn)檩d波提取的方法本身就確定了效率的高低。因此，下面主要對(duì)其它三個(gè)指標(biāo)作必要的討論。1.精度精度是指提取的同步載波與載波標(biāo)準(zhǔn)比較，它們之間的相位誤差大小。通常又習(xí)慣地將這種誤差分為穩(wěn)態(tài)相位誤差和隨機(jī)相位誤差。（1）穩(wěn)態(tài)相位誤差當(dāng)利用窄帶濾波器提取載波時(shí)，假設(shè)所用的窄帶濾波器為一個(gè)簡(jiǎn)單的單調(diào)諧回路，其Q值一定。那么，當(dāng)回路的中心頻率①。與載波頻率①不相等時(shí)，就會(huì)使輸出的載波同步信號(hào)引起一穩(wěn)態(tài)相差A(yù)中。若①與①之差為As，且As較小時(shí)，可得A④ '一A9-2Q—— （7-15）0由式（7-15）可見(jiàn)Q值越高，所引起的穩(wěn)態(tài)相差越大。當(dāng)利用鎖相環(huán)構(gòu)成同步系統(tǒng)時(shí)，當(dāng)鎖相環(huán)壓控振蕩器輸出與輸入載波信號(hào)之間會(huì)存在頻率差時(shí)，它也會(huì)引起穩(wěn)態(tài)相差。該穩(wěn)態(tài)相差可以表示為△④△中= Kv(7-16)式中K為環(huán)路直流增益。只要使K足夠大，△中就可以足夠小。同時(shí)觀察式（7-15）和式（7-16相差可以表示為△④△中= Kv(7-16)式中K為環(huán)路直流增益。只要使K足夠大，△中就可以足夠小。同時(shí)觀察式（7-15）和式（7-16）可以看到，無(wú)論采用何種方法進(jìn)行載波同步的提取，As都是產(chǎn)生穩(wěn)態(tài)相位誤差的重要因素。（2）隨機(jī)相位誤差從物理概念上講，正弦波加上隨機(jī)噪聲以后，相位變化是隨機(jī)的，它與噪聲的性質(zhì)和信噪功率比有關(guān)。經(jīng)過(guò)分析當(dāng)噪聲為窄帶高斯噪聲時(shí)，隨機(jī)相位。與信噪功率比r之間的關(guān)系式為顯然，信噪功率比越大隨機(jī)相位誤差越小。92=1/2rn(7-17)如果用窄帶濾波器提取載波，設(shè)噪聲為高斯白噪聲，其單邊功率譜密度為n0，B為濾波器的等效噪聲帶寬，如果窄帶濾波器用的是簡(jiǎn)單諧振電路，則B=也（7-18）n2Qf0為諧振電路的諧振頻率，由此得信噪功率比為(A2)r=l{nB)=二^=Q (7-19)V2J/ 0n 2nB兀f0n0將式（7-19）帶入式（7-17）可以得到（7-20）由式（7-20）可見(jiàn)，濾波器的Q值越高，隨機(jī)相位誤差越小。但從式（7-15）又可看出，Q值越高，穩(wěn)態(tài)相位誤差越大?？梢?jiàn)，在用這種窄帶濾波器提取載波時(shí)，穩(wěn)態(tài)相位誤差和隨機(jī)相位誤差對(duì)其Q值的要求是相互矛盾的。2.同步建立時(shí)間和保持時(shí)間當(dāng)窄帶濾波器采用單諧振電路時(shí)，假設(shè)信號(hào)在t=0時(shí)刻加到單諧振電路上，則回路兩端輸出電壓為1一exp(7-21)在實(shí)際應(yīng)用中，通常把同步建立的時(shí)間t確定為u（t）的幅度達(dá)到U一定百分比k即可。這樣，u（t）達(dá)到kU的時(shí)間被定義為同步建立時(shí)間t，可以求得（7-22）在當(dāng)同步建立以后，如果信號(hào)突然消失，（例如時(shí)域插入導(dǎo)頻法，或者信號(hào)出現(xiàn)短時(shí)間的衰落），同步載波應(yīng)能保持一定時(shí)間，保持時(shí)間tc可以按振幅下降到kU來(lái)計(jì)算。信號(hào)消失，回路兩端電壓為=Uexp（7-23）利用式（7-23），可以求出（7-24）通常令k=1/e，通常令k=1/e，此時(shí)可求得從式（7-25）是矛盾的。（2Q} 2Q一I，t=一〔嘰C氣可以看到，要使建立時(shí)間變短，Q值需要減??；要延長(zhǎng)保持時(shí)間，Q值要求增大，因此這兩個(gè)參數(shù)對(duì)Q值的要求t=0.46（7-25）直接法的優(yōu)缺點(diǎn)主要表現(xiàn)在以下幾方面：不占用導(dǎo)頻功率.因此信噪功率比可以大一些；可以防止插入導(dǎo)頻法中導(dǎo)頻和信號(hào)間由于濾波不好而引起的互相干擾，也可以防止信道不理想引起導(dǎo)頻相位的誤差;有的調(diào)制系統(tǒng)不能用直接法(如SSB系統(tǒng))。插入導(dǎo)頻法的優(yōu)缺點(diǎn)主要表現(xiàn)在以下幾方面：有單獨(dú)的導(dǎo)頻信號(hào)，一方面可以提取同步載波，另一方面可以利用它作為自動(dòng)增益控制；有些不能用直接法提取同步載波的調(diào)制系統(tǒng)只能用插入導(dǎo)頻法；插入導(dǎo)領(lǐng)法要多消耗一部分不帶信息的功率。因此，與直接法比較，在總功率相同條件下實(shí)際信噪功率比要小一些。在網(wǎng)絡(luò)上找到的，好像和有一本軟件無(wú)線電書(shū)籍里面是類(lèi)似的4.1載波恢復(fù)的基本原理在數(shù)字傳輸系統(tǒng)中，接收端解調(diào)部分通常采用相干解調(diào)(同步解調(diào))的方法，因?yàn)橄喔山庹{(diào)無(wú)論在誤碼率、檢測(cè)門(mén)限還是在輸出信噪比等方面較非相干解調(diào)都具有明顯優(yōu)勢(shì)。相干解調(diào)要求在接收端必須產(chǎn)生一個(gè)與載波同頻同相的相干載波。從接收信號(hào)中產(chǎn)生相干載波就稱(chēng)為載波恢復(fù)。相干解調(diào)的優(yōu)越性是以接收端擁有準(zhǔn)確相位的參考載波為前提的，如果頻率有誤差，解調(diào)就不能正常工作，如果相位有誤差，解調(diào)的性能就會(huì)下降。因?yàn)樾亲c(diǎn)數(shù)多的QAM(如64QAM,256QAM)對(duì)載波相位抖動(dòng)非常敏感，所以對(duì)DVB-C系統(tǒng)的QAM調(diào)制方式來(lái)說(shuō)，在接收端取得精確頻率和相位的相關(guān)載波尤為重要。在數(shù)字傳輸系統(tǒng)中，由于收發(fā)端的本振時(shí)鐘不精確相等或者信道特性的快速變化使得信號(hào)偏離中心頻譜，都會(huì)導(dǎo)致下變頻后的基帶信號(hào)中心頻率偏離零點(diǎn)，從而產(chǎn)生一個(gè)變化的頻偏，同時(shí)，信號(hào)的相位在傳輸中也會(huì)受到影響，引起信號(hào)的相位抖動(dòng)。為了消除因此產(chǎn)生的載波頻伽f和相偏△。，在數(shù)字傳輸系統(tǒng)接收端的QAM解調(diào)器中需要通過(guò)載波恢復(fù)(Carrierrecovery)環(huán)路來(lái)計(jì)算出信號(hào)中載波頻偏與相偏，并將載波頻偏與相偏的值反饋回混頻器來(lái)消除載波頻偏與相偏。本文論述采用特殊的鎖相環(huán)來(lái)獲得相干載波的方法，其基本思想是：對(duì)于經(jīng)過(guò)了下變頻、濾波器、定時(shí)恢復(fù)和均衡之后的信號(hào)，應(yīng)用盲載波恢復(fù)，通過(guò)利用鎖相環(huán)，提取出頻偏并且跟蹤相偏。4.2載波恢復(fù)的具體方法以下介紹從抑制載波的己調(diào)信號(hào)中恢復(fù)相干載波的常用的方法：四次方環(huán)法、同相正交環(huán)法、逆調(diào)制環(huán)法、判決反饋環(huán)法。4.2.1四次方環(huán)四次方環(huán)［6］的基本方法是將接收信號(hào)進(jìn)行四次方運(yùn)算，然后用選頻回路選出4分量，再進(jìn)行四分頻，取得頻率為的相干載波。具體的四次方環(huán)載波恢復(fù)框圖如圖4-1所示。圖4-1中接收到的射頻信號(hào)與本地振蕩器混頻，在中頻處理階段進(jìn)行濾波和自動(dòng)增益控制后，升為四次幕，送入鎖相環(huán)。鎖相環(huán)的作用是提取出載波的4倍頻分量，并濾除其它隨機(jī)分量。因此它可以輸出所需頻率。然后載波頻率乘以四，如圖中X4方框所示。這一步可以通過(guò)求輸入信號(hào)的四次幕實(shí)現(xiàn)。將接收信號(hào)通過(guò)一個(gè)四方律器件得到接收信號(hào)的四次幕，同時(shí)相位角也變成原來(lái)的四倍。然后將四方律器件輸出的四倍載頻除以四就可以恢復(fù)出載波了。4.2.2科斯塔斯環(huán)(Costas環(huán))Costas環(huán)又稱(chēng)為同相正交環(huán)。它的優(yōu)點(diǎn)在于提取相干載波的同時(shí)完成了對(duì)【，Q兩路的解調(diào)，而且性能也較好。其模擬的結(jié)構(gòu)框圖如圖4-2所示:利用數(shù)字化基帶處理的方法，將模擬的Costas環(huán)路的基帶處理電路用數(shù)字電路來(lái)代替，即用模二和電路取代乘法器、增加判決器，可以大大提高環(huán)路的性能和可靠性。這種數(shù)字化基帶處理的Costas環(huán)在上個(gè)世紀(jì)70年代由日本人松尾首先提出，所以又被稱(chēng)為“松尾環(huán)”。其數(shù)字化結(jié)構(gòu)圖如圖4-3所示。其鑒相表達(dá)式為：(4-1)簡(jiǎn)化數(shù)字實(shí)現(xiàn)處理式是：(4-2)4.2.3逆調(diào)制環(huán)一種利用恢復(fù)的信碼脈沖對(duì)壓控振蕩器的信號(hào)進(jìn)行再調(diào)制的逆調(diào)制環(huán)［7］如圖4-4所示。圖4-4逆調(diào)制環(huán)結(jié)構(gòu)框圖逆調(diào)制環(huán)在環(huán)內(nèi)設(shè)置相位檢波器和判決器作為信碼再生部件，從輸入的中頻鍵控信號(hào)中恢復(fù)出信碼脈沖，并利用此信碼脈沖對(duì)輸入的信號(hào)進(jìn)行再調(diào)制，從而得到無(wú)調(diào)制的載波，并用它作為鑒相器的輸入信號(hào)；或利用信碼脈沖對(duì)壓控振蕩器的信號(hào)進(jìn)行調(diào)制，得到參考已調(diào)波，并將它作為鑒相器的參考信號(hào)。在這種方式中，為了消除載波的相位模糊，通常在報(bào)頭內(nèi)發(fā)出若干比特的載波恢復(fù)碼，而在接收端得到相位準(zhǔn)確的載波。4.2.4判決反饋環(huán)DD-PLL傳統(tǒng)的面向判決鎖相環(huán)法(DecisionDirectedPLL，即DD-PLL，亦稱(chēng)判決反饋環(huán))的實(shí)現(xiàn)框圖［8］如圖4-5所示，首先，輸入的信號(hào)y(n)假定已經(jīng)經(jīng)過(guò)了自動(dòng)增益控制、定時(shí)恢復(fù)和均衡，y(n)與數(shù)控振蕩器的輸出相乘，產(chǎn)生相干解調(diào)信號(hào)S(n)，為S(n)的逐電平判決輸出。圖4-5DD-PLL的結(jié)構(gòu)框圖DD-PLL的鑒相輸出為：(4-3)式中、分別是載波恢復(fù)環(huán)路輸入信號(hào)y(n)的軟判決和硬判決的值，是經(jīng)過(guò)判決器輸出的信號(hào)，是鑒相器輸出的相位誤差信號(hào)，表示取虛部運(yùn)算。鑒相器輸出經(jīng)過(guò)環(huán)路濾波器后用于驅(qū)動(dòng)數(shù)控振蕩器工作，數(shù)控振蕩器輸出的頻率就是我們需要的與信號(hào)同步的工作頻率。常用的DD算法［9］有以下兩種：(1)DD算法一該算法相位檢測(cè)器輸出的相位誤差為(4-4)其中，，表示取符號(hào)位操作。該算法可以用QAM信號(hào)的星座圖來(lái)說(shuō)明，見(jiàn)圖4-6。當(dāng)接收的QAM信號(hào)點(diǎn)存在小的相位誤差時(shí)，以圖上A點(diǎn)為例說(shuō)明，無(wú)相位誤差接收時(shí)的A點(diǎn)會(huì)圍繞坐標(biāo)原點(diǎn)旋轉(zhuǎn)，落在標(biāo)有'牛”或“-”的區(qū)域中，據(jù)此可以計(jì)算出相應(yīng)的相位誤差，當(dāng)信號(hào)落在\點(diǎn)上時(shí)，相位誤差為零，即接收的信號(hào)不存在相位誤差。圖4-6QAM星座圖DD算法二該算法相位檢測(cè)器輸出的誤差值為(4-5)在接收信號(hào)信噪比較低時(shí)，判決器的輸出不可信，但是的符號(hào)位還是比較可信的。因此可以用來(lái)替代，因?yàn)?，所以上式可變?yōu)椋?4-6)直接使用DD算法，其載波恢復(fù)的頻偏捕獲范圍是比較小的，一般低于80kHz。判決導(dǎo)向鎖相環(huán)采用全星座圖判決，在穩(wěn)定時(shí)的相位噪聲最小，所以實(shí)際應(yīng)用中DD算法可以用于載波頻偏捕獲之后對(duì)載波相位進(jìn)行跟蹤，這樣可以獲得較小的穩(wěn)態(tài)相位誤差。DD算法和通用環(huán)一樣，也是面向判決的，當(dāng)載波頻偏或相偏太大時(shí)，無(wú)法得到正確的符號(hào)判決值，此時(shí)將無(wú)法實(shí)現(xiàn)載波同步，所以DD-PLL算法的載波捕捉范圍比較小。4.3其它的載波恢復(fù)方法4.3.1通用載波恢復(fù)環(huán)1983年，法國(guó)國(guó)家電信中心實(shí)驗(yàn)室萊耳特(A.Leclert)提出了一種專(zhuān)門(mén)用于QAM信號(hào)的通用載波恢復(fù)環(huán)簡(jiǎn)稱(chēng)為通用環(huán)［10］。其結(jié)構(gòu)如圖4-7所示。圖4-7通用載波恢復(fù)環(huán)結(jié)構(gòu)框圖這種環(huán)路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、容易實(shí)現(xiàn)，從理論上說(shuō)可以達(dá)到比較理想的載波跟蹤。這種環(huán)路從理論上說(shuō)可以完全消除統(tǒng)計(jì)跟蹤法或矢量點(diǎn)扣除法所固有的碼型噪聲，達(dá)到比較理想的載波跟蹤。但是，當(dāng)載波有比較大的頻差時(shí)，判決很不可靠，使得取出的誤差也不可靠，這時(shí)載波恢復(fù)環(huán)路無(wú)法很好地工作。只有當(dāng)載波頻差很小時(shí)，判決比較可靠了，才能有效地恢復(fù)出載波，因此通用環(huán)一般只用于環(huán)路的跟蹤，即實(shí)現(xiàn)相位檢測(cè)(PD)的功能。通用環(huán)的基帶處理函數(shù)可以表示為：(4-7)式中、為正交鑒相器輸出兩路基帶信號(hào)，、分別是、的判決值。4.3.2PFD算法HikmetSari和SaidMoridi提出了PFD載波恢復(fù)算法，其原理框圖如圖4-8所示，該方法可以有效地增大載波恢復(fù)環(huán)的頻率跟蹤范圍，同時(shí)起到調(diào)頻和調(diào)相的作用。圖4-8PFD算法結(jié)構(gòu)方框圖這種PFD是基于傳統(tǒng)的PD提出來(lái)的，其基本思想是檢測(cè)出載波相位的過(guò)零點(diǎn)，只將過(guò)零點(diǎn)后的PD檢測(cè)