高頻電子線路第3章-高頻功率放大器電路

13.1高頻功率放大器概述3.2諧振功率放大器的工作原理3.3諧振功率放大器的特性分析3.4諧振功率放大器電路與設(shè)計3.5丁類和戊類諧振功率放大器3.6集成射頻功率放大器及其應(yīng)用簡介3.7寬帶高頻功率放大器第3章高頻功率放大器電路2由于輸出功率大,從節(jié)省能量的角度考慮,效率更加顯得重要3.1高頻功率放大器概述高頻功率放大器的主要功能：

用小功率的高頻輸入信號去控制高頻功率放大器,將直流電源供給的能量轉(zhuǎn)換為大功率高頻能量輸出高頻功率放大器是發(fā)射機的重要組成部分高頻功率放大器的分類：

可分為窄帶放大器和寬帶放大器兩類3

即晶體管集電極電流導(dǎo)通時間小于輸入信號半個周期的工作狀態(tài)。同時,

為了濾除丙類工作時產(chǎn)生的眾多高次諧波分量,采用LC諧振回路作為選頻網(wǎng)絡(luò),故稱為丙類諧振功率放大電路。例如,中波段調(diào)幅廣播的載波頻率為(535-1605)kHz,而傳送信息的相對帶寬只有0.6%-1.7%,發(fā)射機中的高頻功率放大器一般采用窄帶選頻網(wǎng)絡(luò)為負載。顯然,諧振功放屬于窄帶功放電路。

對某些特殊要求的通信機，要求頻率相對變化的范圍大。工作頻帶要求較寬,或要求經(jīng)常迅速更換選頻網(wǎng)絡(luò)中心頻率的情況，可采用傳輸線變壓器作匹配負載網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成的寬帶高頻功率放大器，寬帶功放工作在甲類狀態(tài),可以采用功率合成技術(shù)來增大輸出功率。高頻功放常采用效率較高的丙類工作狀態(tài)寬帶功放工作在甲類狀態(tài)43.2諧振功率放大器的工作原理圖3.1高頻諧振功率放大器原理電路圖3.2.1基本工作原理偏置電壓VBB<0.7V諧振回路：濾波和阻抗匹配5設(shè)輸入信號，從圖3.1(c)電路可見，晶體管基極與發(fā)射極之間的電壓為：（3.2）

VBB本身包含正負號（3.1）（3.4）（3.5）（3.6）（3.3）集電極電流是周期性的尖頂余弦脈沖晶體管集電極與發(fā)射極之間的電壓為：6圖3.2諧振功率放大器激勵電壓與集電極電流脈沖波形7圖3.3諧振功率放大器中電流電壓波形83.2.2諧振功率放大器的近似分析圖3.4晶體管特性曲線折線化及集電極電流脈沖波形（3.7）折線近似分析法9式中，gc為折線化轉(zhuǎn)移特性曲線的斜率。輸入回路和輸出回路可以重新寫為：（3.8）（3.9）由圖所示的幾何關(guān)系，即當

t=

時，iC=0，可以寫出：

（3.10）導(dǎo)通角定義一個周期內(nèi)導(dǎo)通角度的1/2為導(dǎo)通角（見圖3.4）。10需要注意的是，VBB可正可負，即就是圖3.4中的長度。將uBE代入式（3.7），并利用式（3.10）可得：（3.11）（3.12）由圖3.4可見，當

t=0時，iC=iCmax，由式（3.11）可得：11這樣，

式（3.13）是以

和iCmax為自變量的iC的表達式。上式實質(zhì)上就是式（3.3）尖頂電流脈沖的數(shù)學(xué)表達式，利用傅立葉級數(shù)可展開為：（3.13）其中IC0為直流分量，Icnm為基波及各次諧波的振幅。應(yīng)用數(shù)學(xué)中求傅立葉級數(shù)的方法可以求出各個分量，它們都是

的函數(shù)。（3.14）12（3.15）（3.16）13同理，（3.17）（3.18）14一般情況下，（3.19）（3.20）式中，

稱為余弦脈沖電流分解系數(shù)，其大小是導(dǎo)通角

的函數(shù)。

15圖3.5余弦脈沖電流分解系數(shù)163.2.3輸出功率與效率

放大器輸出的交流功率等于集電極基波電流分量在負載Re上的平均功率，即：電源輸入的直流功率PD等于集電極直流分量IC0與VCC的乘積，即：集電極耗散功率PC等于直流功率PD與交流功率Po之差，即：定義集電極效率為：（3.21）（3.22）（3.24）（3.23）17其中，

稱為集電極電壓利用系數(shù)，。

稱為波形系數(shù)。是導(dǎo)通角

的函數(shù)，且是單調(diào)的，其關(guān)系如圖3.5所示。

在的條件下，可求得不同工作類型時放大器的效率：

甲類工作狀態(tài)：乙類工作狀態(tài)：丙類工作狀態(tài)：18

由圖3.5可以看出,α1(90°)=α1(180°)=0.5,這兩種情況分別對應(yīng)于乙類和甲類工作狀態(tài),均比丙類(θ＜90°)的數(shù)值高,而α1的最大值是α1(120°)=0.536,處于甲乙類狀態(tài)。這意味著當回路諧振電阻Re和脈沖高度相同時,丙類的輸出功率比甲類、甲乙類和乙類都要小一些,但是丙類的集電極效率比它們都要高。如何兼顧效率和輸出功率兩個重要指標呢？19

分析式(3.24)（3.21）可知,增大ξ和g1的值是提高效率的兩個措施,增大α1是增大輸出功率的措施。然而由圖3.5可知,增大g1與增大α1是互相矛盾的：在θ<120°時，導(dǎo)通角θ越小,g1越大,效率越高,但α1卻越小,輸出功率也就越小。所以要兼顧效率和輸出功率兩個方面,選取合適的導(dǎo)通角θ。若取θ=70°,

此時的集電極效率可達到86.5%,而θ=120°時的集電極效率僅為64%左右。因此,一般以70°作為最佳導(dǎo)通角,可以兼顧效率和輸出功率兩個重要指標。20例3.1

在圖3.1(c)所示諧振功率放大器電路中，VCC=30V，測得IC0=100mV，Ucm=28V，

=70o，求該功率放大器的iCmax、Po、PD、PC、C和回路諧振阻抗Re。解：由圖可查得因此由式(3.15)可求得由式(3.17)可求得由式(3.21)可求得由式(3.22)可求得由式(3.23)可求得由式(3.24)可求得由式(3.5)可求得213.3諧振功率放大器的特性分析

諧振功率放大器的輸出功率、效率及集電極耗散等都與集電極負載回路的諧振阻抗、輸入信號的幅度、基極偏置電壓以及集電極電源電壓的大小密切相關(guān)。為了得到大功率、高效率的輸出，必須對諧振功率放大器的工作狀態(tài)進行分析。3.3.1諧振功率放大器的工作狀態(tài)與負載特性

動態(tài)特性是指當加上激勵信號及接上負載阻抗時，晶體管集電極電流ic與電極電壓uBE或uCE的關(guān)系曲線，它在iC~uBE或iC~uCE坐標系統(tǒng)中是一條曲線。當晶體管的特性用折線近似時，動態(tài)特性曲線即為直線。1.高頻功放的動態(tài)特性22又根據(jù)可得

由上式可知，iC與uCE是直線關(guān)系，兩點決定一條直線，因此只要在輸出特性上求出諧振功率放大器的兩個瞬時工作點，它們的連線就是晶體管放大區(qū)的動態(tài)特性曲線，又稱為交流負載線。（3.25）據(jù)式（3.11）：在分析之前,先確定動態(tài)線iC與uCE之間相互變化關(guān)系的軌跡線23圖3.6高頻諧振功率放大器的動特性曲線

由式(3.8)和(3.9)有：代入式(3.7),經(jīng)過整理可得到動態(tài)線表達式:其中iC=-gd(uCE-Uo)求放大區(qū)內(nèi)動態(tài)線AB的表達式：在A點沒有進入飽和區(qū)時，動態(tài)特性曲線的斜率為負值：動態(tài)特性不僅與Re有關(guān)，而且與

有關(guān)。24252.諧振功率放大器的工作狀態(tài)由圖3.6可知，若改變電路參數(shù)，瞬時工作點的位置可能發(fā)生移動。因此，根據(jù)A點的位置不同，諧振功率放大器有欠壓、臨界和過壓三種工作狀態(tài)。

圖3.7三種狀態(tài)下的動態(tài)特性及集電極電流波形

動態(tài)線A1B1C1：斜率最大,即對應(yīng)的負載Re最小,相應(yīng)的輸出電壓振幅Ucm1也最小,晶體管工作在放大區(qū)和截止區(qū)。注意：在過壓狀態(tài)時,iC波形的頂部發(fā)生凹陷,這是由于進入過壓區(qū)后轉(zhuǎn)移特性為負斜率而產(chǎn)生的。

根據(jù)輸出電壓振幅大小的不同,這三種工作狀態(tài)分別稱為欠壓狀態(tài)、臨界工作狀態(tài)和過壓狀態(tài),而放大區(qū)和飽和區(qū)又可分別稱為欠壓區(qū)和過壓區(qū)。

動態(tài)線A3FB3C3：斜率最小,即對應(yīng)的負載Re最大,相應(yīng)的輸出電壓振幅Ucm3比Ucm2略為增大,晶體管工作在飽和區(qū)、放大區(qū)和截止區(qū)。

動態(tài)線A2B2C2：斜率較小，與特性曲線相交于飽和區(qū)和放大區(qū)的交點處(此點稱為臨界點),相應(yīng)的輸出電壓振幅Ucm2增大,晶體管工作在臨界點、放大區(qū)和截止區(qū)。26273.負載特性圖3.8電流波形隨Re

變化的特性三種狀態(tài)下的動態(tài)特性及集電極電流波形圖3.9諧振功率放大器的負載特性負載特性是指當保持晶體管及VCC、VBB、Uim不變時，改變負載電阻Re，諧振功率放大器的電流IC0、Ic1m，輸出電壓Ucm，輸出功率P0，集電極耗散PC，電源功率PD及集電極效率C隨之變化的曲線。28由下式近似確定工程上臨界狀態(tài)對應(yīng)的負載電阻稱為匹配負載，用表示?？梢愿鶕?jù)所需輸出信號功率其中，為集電極飽和壓降。

可以看到,隨著Re的逐漸增大,動態(tài)線的斜率逐漸減小,由欠壓狀態(tài)

臨界狀態(tài)

過壓狀態(tài)。

在臨界狀態(tài)時,輸出功率Po最大,集電極效率接近最大,所以是最佳工作狀態(tài)。293.3.2VCC對放大器工作狀態(tài)的影響（a）脈沖形狀變化（b）集電極調(diào)制特性圖3.10對放大器工作狀態(tài)的影響VCC的變化使得靜態(tài)工作點左右平移,從而使欠壓區(qū)內(nèi)的動態(tài)線左右平移,動態(tài)線的斜率不變。由圖3.10(b)可以看到，在欠壓狀態(tài)時,當VCC改變時,Ucm幾乎不變。在過壓狀態(tài)時,Ucm隨VCC而單調(diào)變化。

若VBB、Re和Uim固定,輸出電壓振幅Ucm隨集電極電壓VCC變化的規(guī)律被稱為集電極調(diào)制特性。30圖3.11集電極調(diào)幅電路

功放應(yīng)工作在過壓狀態(tài),才能使VCC對Ucm有控制作用,即振幅調(diào)制作用。30313.3.3Uim和VBB對放大器工作狀態(tài)的影響（a）iC脈沖形狀變化（b）放大特性圖3.12對放大器工作狀態(tài)的影響1.對放大器工作狀態(tài)的影響

若VBB、VCC、Re三個參數(shù)固定,輸入Uim變化,此時輸出Ucm以及Po、ηc等性能指標隨之變化的規(guī)律被稱為放大特性。

322.對放大器工作狀態(tài)的影響（a）iC脈沖形狀變化（b）基極調(diào)制特性圖3.13對放大器工作狀態(tài)的影響

若VCC、Re和Uim固定,輸出電壓振幅Ucm隨基極偏壓VBB變化的規(guī)律被稱為基極調(diào)制特性。33圖3.14基極調(diào)制電路例3.2某諧振功放工作在過壓狀態(tài)，現(xiàn)欲將它調(diào)整到臨界狀態(tài)，應(yīng)改變哪些參數(shù)？不同的調(diào)整方法所得到的輸出功率是否相同？解：減小RP（如圖3.9），或增大VCC（如圖3.10），或減小VBB（如圖3.13）

，減小Uim（如圖3.12）

；或綜合調(diào)節(jié)。不同的調(diào)整方法所得到的輸出功率不相同。

功放應(yīng)工作在欠壓狀態(tài),才能使VBB對Ucm有控制作用。根據(jù)以上對丙類諧振功放的性能分析,可得出以下幾點結(jié)論:(1)若對等幅信號進行功率放大,根據(jù)負載特性，應(yīng)使功放工作在臨界狀態(tài),此時輸出功率最大,效率也接近最大。比如對第7章將介紹的調(diào)頻信號進行功率放大。

(2)若對非等幅信號進行功率放大,根據(jù)放大特性，應(yīng)使功放工作在欠壓狀態(tài),但線性較差。若采用甲類或乙類工作,則線性較好。比如對第5章將介紹的調(diào)幅信號進行功率放大。小結(jié)34(3)丙類諧振功放在進行功率放大的同時,也可進行振幅調(diào)制。若調(diào)制信號加在基極偏壓上,功放應(yīng)工作在欠壓狀態(tài)；若調(diào)制信號加在集電極電壓上,功放應(yīng)工作在過壓狀態(tài)。

(4)回路等效總電阻RΣ直接影響功放在欠壓區(qū)內(nèi)的動態(tài)線斜率,對功放的各項性能指標關(guān)系很大,在分析和設(shè)計功放時應(yīng)重視負載特性。363.4諧振功率放大器電路與設(shè)計

實際的諧振功率放大器電路，往往要比原理電路復(fù)雜得多。它通常包括直流饋電（包括集電極饋電和基極饋電）和匹配網(wǎng)絡(luò)（包括輸入匹配網(wǎng)絡(luò)和輸出匹配網(wǎng)絡(luò)）兩個部分。3.4.1直流饋電電路1.集電極饋電線路集電極饋電可分為兩種形式，一種為串聯(lián)饋電，另一種為并聯(lián)饋電。(1)串聯(lián)饋電集電極串聯(lián)饋電是一種在電路形式上直流電源VCC，集電極負載諧振回路，晶體管c、e三者為串聯(lián)連接的饋電方式，如圖3.15所示。37圖3.15集電極串饋電路LC和CC的取值在實際工程中需滿足：

（3.26）（3.27）38(2)并聯(lián)饋電圖3.16集電極并饋電路與串饋類似，LC和CC的取值在實際工程中需滿足：（3.28）（3.29）392.基極饋電線路

圖3.17基極饋電線路

基極饋電線路原則上和集電極饋電相同，也有串饋與并饋之分。基極串聯(lián)饋電是指偏置電壓VBB，輸入信號源ui及管子b、e三者在電路形式上為串聯(lián)連接的一種饋電方式，而在電路形式上為并聯(lián)連接的則稱為并聯(lián)饋電。如圖3.17所示。不論串饋還是并饋同樣都滿足關(guān)系式折線近似分析法都適用。40圖3.19“零”偏置電壓和略微正電壓偏置電路圖3.18基極自給偏壓413.4.2濾波匹配網(wǎng)絡(luò)1.對匹配網(wǎng)絡(luò)的要求

圖3.20中，RL通過輸出匹配網(wǎng)絡(luò)轉(zhuǎn)換成工作在臨界狀態(tài)時所需的Reopt值。匹配網(wǎng)絡(luò)同時又是選頻網(wǎng)絡(luò)，它能濾除高次諧波電流Icnm。由于起到了濾波和匹配的雙重作用，又稱為濾波匹配網(wǎng)絡(luò)。

圖3.20匹配網(wǎng)絡(luò)42對濾波匹配網(wǎng)絡(luò)的主要要求是：(1)濾波匹配網(wǎng)絡(luò)應(yīng)有選頻作用，充分濾除不需要的直流和諧波分量，以保證外接負載上僅輸出高頻基波功率。通常，濾波性能的好壞用濾波度Φn表示，即

(2)濾波匹配網(wǎng)絡(luò)還應(yīng)有阻抗變換作用（3.30）(3)濾波匹配網(wǎng)絡(luò)應(yīng)能將功率管給出的信號功率Po高效率傳送到外接負載RL上（功率為PL），即要求匹配網(wǎng)絡(luò)的效率（稱為回路效率ηk=PL/Po）高。另外，匹配網(wǎng)絡(luò)還應(yīng)保證一定的通頻帶，結(jié)構(gòu)簡單，調(diào)整方便。下面僅討論濾波匹配網(wǎng)絡(luò)的阻抗變換特性。432.LC網(wǎng)絡(luò)的阻抗變換作用(1)串并聯(lián)電路的阻抗變換圖3.21串并聯(lián)電路阻抗變換由可得到串聯(lián)阻抗轉(zhuǎn)換為并聯(lián)阻抗的關(guān)系式為（3.31）（3.32）（3.33）44反之可得到并聯(lián)阻抗轉(zhuǎn)換為串聯(lián)阻抗的關(guān)系式為

（3.34）（3.35）（3.36）Qe為品質(zhì)因數(shù)，一般都大于1。由式（3.31）~（3.36）可見，并聯(lián)形式電阻Rp大于串聯(lián)形式電阻Rs；轉(zhuǎn)換前后電抗性質(zhì)不變，且電抗值相差很小。45(2)L型濾波匹配網(wǎng)絡(luò)的阻抗變換

L型網(wǎng)絡(luò)是由兩個異性電抗元件接成“L”形結(jié)構(gòu)的阻抗變換網(wǎng)絡(luò)，它是最簡單的阻抗變換電路。圖3.23(a)是低阻抗變高阻抗的L型濾波匹配網(wǎng)絡(luò)。

(a)L型濾波匹配網(wǎng)絡(luò)(b)等效電路圖3.23低阻變高阻L型濾波匹配網(wǎng)絡(luò)46將圖3.23(a)中L和RL串聯(lián)電路用并聯(lián)電路來等效，可得如圖3.23(b)所示的等效電路。由式（3.31）~（3.36）串并聯(lián)電路阻抗變換關(guān)系可得（3.37）圖3.23(b)所示并聯(lián)回路在信號頻率上應(yīng)呈現(xiàn)諧振，有，其諧振電阻Re等于RL。

（3.38）47例3.4已知某諧振功率放大器工作頻率f=50MHz，實際負載電阻RL=50，所需的匹配負載為Re=1k。試設(shè)計一L型網(wǎng)絡(luò)作為輸出濾波匹配網(wǎng)絡(luò)。解：采用低阻變高阻型L型濾波匹配網(wǎng)絡(luò)，其電路如圖3.23(a)所示，參數(shù)設(shè)計如下由式（3.38）可得由式（3.37）可得因此

如果外接負載電阻RL比較大，而放大器要求的負載電阻Re比較小，可采用圖3.24(a)所示的高阻變低阻L型濾波匹配網(wǎng)絡(luò)。48(a)L型濾波匹配網(wǎng)絡(luò)(b)等效電路圖3.24高阻變低阻L型濾波匹配網(wǎng)絡(luò)將圖3.24(a)中C和RL并聯(lián)電路用串聯(lián)電路來等效，可得如圖3.24(b)所示的等效電路。由式（3.31）~（3.36）并串聯(lián)電路阻抗變換關(guān)系可得（3.39）（3.40）49圖3.23(a)和圖3.24(a)兩種L型濾波匹配網(wǎng)絡(luò)均是低通電路，圖3.25所示為兩種高通電路。相比來講，低通電路具有良好的高頻濾波作用，應(yīng)用較為廣泛。圖3.25兩種高通型網(wǎng)絡(luò)低阻變高阻型高阻變低阻型50(3)型和T型濾波匹配網(wǎng)絡(luò)

形網(wǎng)絡(luò)的形式如圖3.26(a)所示。它可以視作是兩節(jié)L型匹配網(wǎng)絡(luò)的級聯(lián)，如圖3.26(b)所示。型匹配網(wǎng)絡(luò)的阻抗變換特點是高阻→低阻→高阻。(a)

型網(wǎng)絡(luò)(b)等效電路圖3.26

型濾波匹配網(wǎng)絡(luò)51(a)T型網(wǎng)絡(luò)(b)等效電路圖3.27T型濾波匹配網(wǎng)絡(luò)

T型網(wǎng)絡(luò)的形式如圖3.27(a)所示。顯然，它可以視作是兩節(jié)L型匹配網(wǎng)絡(luò)的級聯(lián)，如圖3.27(b)所示。T型匹配網(wǎng)絡(luò)的阻抗變換特點是低阻→高阻→低阻。523.4.3諧振功率放大器的電路設(shè)計實例例3.6設(shè)計一個用3DA1硅高頻三極管做成的諧振功率放大器，工作頻率fo=2MHz，輸出功率Po=2W，VCC=24V，查得3DA1的參數(shù)如下：fT=70MHz，Ap13dB，ICM=750mA，PCM>1W，

10，VCES1.5V。ICM為晶體管允許的最大集電極電流，PCM為允許的最大集電極耗散功率，VCES為飽和壓降。試計算其他參數(shù)。解：(1)工作于低頻區(qū)，可用折線法計算。選導(dǎo)通角(2)計算匹配電阻，設(shè)工作于臨界狀態(tài)，則53(3)計算從最大允許電流角度看，晶體管工作是安全的。(4)計算從集電極耗散功率看，晶體管工作是安全的。由及這兩個條件看，設(shè)計是合理的。54(5)輸入?yún)?shù)的計算設(shè)硅晶體管導(dǎo)通電壓則553.4.4諧振功率放大器的實際電路圖3.2950MHz諧振功率放大器電路56圖3.30150MHz諧振功率放大器電路573.5丁類和戊類諧振功率放大器

圖3.31為丁類（D類）諧振功率放大器的原理電路和相應(yīng)的波形。圖中，ub1和ub2是由ui通過變壓器產(chǎn)生的兩個極性相反的輸入激勵電壓，分別加到兩個特性配對的同型功率管V1和V2的輸入端。若輸入激勵電壓為角頻率為的余弦波，且其幅值足夠大，足以使ui正半周時T1管飽和導(dǎo)通，T2管截止，ui負半周時T2管飽和導(dǎo)通，T1管截止，設(shè)V1和V2管的飽和壓降為UCES，則當V1管飽和導(dǎo)通時，A點對地電壓為當V2管飽和導(dǎo)通時58圖3.31丁類諧振功率放大器的原理電路及其波形59因此，uA是幅值為

因此，uA是幅值為的矩形方波電壓。該電壓加到由L、C和R組成的串聯(lián)諧振回路上，若諧振回路調(diào)諧在輸入信號角頻率上，且其Q值足夠高，則可近似認為通過回路的電流io是角頻率為的余弦波，RL上獲得不失真輸出功率。

603.6集成射頻功率放大器及其應(yīng)用簡介圖3.32M57704內(nèi)部電路圖61圖3.33M57704外形尺寸圖62

圖3.34M57704H典型應(yīng)用電路63圖3.35MHW912的測試電路

寬帶高頻功率放大電路采用非調(diào)諧寬帶網(wǎng)絡(luò)作為匹配網(wǎng)絡(luò),能在很寬的頻帶范圍內(nèi)獲得線性放大。常用的寬帶匹配網(wǎng)絡(luò)是傳輸線變壓器,由于無選頻濾波性能,故寬帶高頻功放只能工作在非線性失真較小的甲類或乙類狀態(tài),效率較低。所以,寬帶高頻功放是以犧牲效率來換取工作頻帶的加寬。3.7寬帶高頻功率放大器

上限頻率可達上千兆赫，頻率覆蓋系數(shù)可達上萬兆赫。普通變壓器的上限頻率只有幾十兆赫，頻率覆蓋系數(shù)只有幾百兆赫一、傳輸線變壓器1.寬頻帶特性

傳輸線變壓器是將傳輸線(雙絞線、帶狀線或同軸線等)繞在高導(dǎo)磁率的高頻磁芯（一般由鎳鋅高頻鐵氧體制成，直徑小的只有幾毫米，大的有幾十毫米，視功率大小而定）上構(gòu)成的。主要特點是工作頻帶極寬：工作方式是傳輸線原理和變壓器原理二者相結(jié)合其能量根據(jù)激勵信號頻率的不同以傳輸線或以變壓器的方式傳輸

圖3.36是一種簡單的1∶1傳輸線變壓器的結(jié)構(gòu)示意圖,它是由兩根等長的導(dǎo)線緊靠在一起并繞在磁環(huán)上構(gòu)成的。1端接信號，2端接地，另一根導(dǎo)線的3端接地，4端接負載。（２）工作原理在以傳輸線方式工作時：

(b)圖是傳輸線方式的工作原理圖。信號從①、③端輸入,②、④端輸出。

根據(jù)傳輸線理論，為了擴展它的上限頻率，首先應(yīng)使終端盡可能匹配；其次，應(yīng)盡可能縮短傳輸線的長度，工程上要求傳輸線長度小于最小工作波長的1/8(l

＜λmin／8)。這時，可近似認為傳輸線輸出與輸入的電壓和電流大小相等、相位相同，且輸入阻抗Zi=Zc=RL,故為1∶1變壓器?？梢?此時負載上得到的功率與輸入功率相等且不因頻率的變化而變化。（1）結(jié)構(gòu)圖3.36傳輸線變壓器結(jié)構(gòu)示意圖及等效電路

(a)結(jié)構(gòu)圖；(b)、(c)、(d)等效電路

由于輸入、輸出線圈長度相同,②、③端同時接地，負載RL上獲得了與輸入電壓幅值相等、相位相反的電壓，且Zi=RL，所以，這是一個1∶1的反相變壓器。若傳輸線是無損耗的,則傳輸線的特性阻抗其中ΔL、ΔC分別是單位線長的分布電感和分布電容。若Zc與負載電阻RL相等,則稱為傳輸線終端匹配。Zc是傳輸線的特性阻抗，RL是負載電阻。在以變壓器方式工作時（圖(c)）：信號從①、②端輸入,③、④端輸出。

當工作在高頻段時,由于勵磁感抗很大、勵磁電流可以忽略不計，傳輸線方式起主要作用,在無耗匹配的情況下,上限頻率將不受漏感、分布電容的限制，也不受高導(dǎo)磁率磁芯應(yīng)用頻率上限的限制，上限頻率可以達到很高。所以，傳輸線變壓器具有良好的寬頻帶傳輸特性。

當工作在低頻段時,

由于信號波長遠大于傳輸線長度,分布參數(shù)很小,可以忽略,故變壓器方式起主要作用。由于磁芯的導(dǎo)磁率高,所以雖傳輸線較短也能獲得足夠大的初級電感量,保證了傳輸線變壓器的低頻特性較好。

在頻率較低的中間頻段上，變壓器近似為理想變壓器，同時又由于傳輸線的長度很短，輸入信號將直接加到負載上，能量的傳輸不會受到變壓器的影響。（３）寬頻帶傳輸特性702.傳輸線變壓器的功能

(1)平衡與不平衡電路的轉(zhuǎn)換

(a)不平衡—平衡(b)平衡—不平衡圖3.37平衡與不平衡電路的轉(zhuǎn)換4∶1傳輸線阻抗：

在無耗且傳輸線長度很短的情況下,若設(shè)負載RL上的電壓為，由圖可知，傳輸線變壓器輸入端與輸出端電壓相同,均為

與普通變壓器一樣,傳輸線變壓器也可以實現(xiàn)阻抗變換,但由于受結(jié)構(gòu)的限制,只能實現(xiàn)某些特定阻抗比的變換。最常用的是4：1和1：4阻抗變換器。，則1端對地的輸入電壓等于，若信號源提供的電流為，則流過傳輸線變壓器上、下兩個線圈的電流也為，通過負載的電流則為，4∶1阻抗變換器(2)阻抗變換

所以，而信號源呈現(xiàn)的輸入阻抗為：可見，輸入阻抗是負載阻抗的4倍，實現(xiàn)了4∶1的阻抗變換。實現(xiàn)阻抗匹配，要求傳輸線的特性阻抗為：即要求終端匹配條件是：注意不同阻抗比時的終端匹配條件不一樣。一個兩級寬帶高頻功率放大電路：匹配網(wǎng)絡(luò)采用了三個傳輸線變壓器，均為4∶1阻抗變換器。

前兩個級聯(lián)后作為第一級功放的輸出匹配網(wǎng)絡(luò),總阻抗比為16∶1,使第二級功放的低輸入阻抗與第一級功放的高輸出阻抗實現(xiàn)匹配。第三個使第二級功放的高輸出阻抗與50Ω的負載電阻實現(xiàn)匹配。兩級功放都工作在甲類狀態(tài)，并采用本級直流負反饋方式展寬頻帶,改善非線性失真。

利用多個功率放大電路同時對輸入信號進行放大,然后設(shè)法將各個功放的輸出信號相加,這樣得到的總輸出功率可以遠遠大于單個功放電路的輸出功率，這就是功率合成技術(shù)。利用功率合成技術(shù)可以獲得幾百瓦甚至上千瓦的高頻輸出功率。理想的功率合成器不但應(yīng)具有功率合成的功能,還必須在其輸