第4章數(shù)字調(diào)制技術(shù)

第四章數(shù)字調(diào)制技術(shù)現(xiàn)代移動(dòng)通信03二月202324.7多載波調(diào)制技術(shù)第四章數(shù)字調(diào)制技術(shù)一、多載波調(diào)制技術(shù)的基本原理1.多載波技術(shù)引入多載波傳輸?shù)母拍畛霈F(xiàn)于20世紀(jì)60年代。它將高速率的信息數(shù)據(jù)流經(jīng)串/并變換，分割為若干路低速數(shù)據(jù)流，然后每路低速數(shù)據(jù)流采用一個(gè)獨(dú)立的載波調(diào)制并迭加在一起構(gòu)成發(fā)送信號(hào)。在接收端用同樣數(shù)量的載波對(duì)發(fā)送信號(hào)進(jìn)行相干接收，獲得低速率信息數(shù)據(jù)后，再通過(guò)并/串變換得到原來(lái)的高速信號(hào)。03二月20233一、多載波調(diào)制技術(shù)的基本原理1.多載波技術(shù)引入Rake接收是在不改變發(fā)送信息碼元周期即不降低信息碼元速率并承認(rèn)有較嚴(yán)重的多徑擴(kuò)散的條件下，采用擴(kuò)頻碼將傳播的多徑信號(hào)能量分離、校正，并加以收集利用，化害為利。從而設(shè)法消除多徑干擾的影響。多載波技術(shù)與Rake接收的思路不同，它是將待發(fā)送的信息碼元通過(guò)串/并變換，降低速率，增大信息碼元周期，減少多徑時(shí)延擴(kuò)散，在接收到的信息碼元中所占的相對(duì)百分比值，以削弱多徑干擾對(duì)傳輸系統(tǒng)性能的影響。03二月20234一、多載波調(diào)制技術(shù)的基本原理2.多載波傳輸系統(tǒng)原理圖03二月20235一、多載波調(diào)制技術(shù)的基本原理3.多載波傳輸?shù)闹饕夹g(shù)（1）正交頻分復(fù)用OFDM（OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing）；（2）離散多音調(diào)制DMT（DiscreteMultiTone）；（3）多載波調(diào)制MCM（MultiCarrierModulation）。其中OFDM中各子載波保持相互正交，而在DMT與MCM中這一條并不總能成立。03二月20236一、多載波調(diào)制技術(shù)的基本原理4.多載波的主要優(yōu)點(diǎn)與缺點(diǎn)與單載波系統(tǒng)相比多載波的主要優(yōu)點(diǎn)有：①OFDM系統(tǒng)對(duì)脈沖干擾的抵抗能力要比單載波系統(tǒng)大得多，這是因?yàn)镺FDM信號(hào)的解調(diào)是在一個(gè)很多的符號(hào)周期內(nèi)積分，從而使脈沖干擾的影響得以分散。提交CCITT的測(cè)試報(bào)告表明，能引起多載波系統(tǒng)發(fā)生錯(cuò)誤脈沖噪聲的門限電平比單載波系統(tǒng)約高11dB。②抗多徑傳播與頻率選擇性衰落能力強(qiáng)，由于OFDM系統(tǒng)把信息分散到許多個(gè)載波上，大大降低了各子載波的信號(hào)速率，從而能減弱多徑傳播的影響，若再通過(guò)采用保護(hù)間隔的方法，甚至可以完全消除符號(hào)間干擾。03二月20237一、多載波調(diào)制技術(shù)的基本原理4.多載波的主要優(yōu)點(diǎn)與缺點(diǎn)與單載波系統(tǒng)相比多載波的主要優(yōu)點(diǎn)有：③采用動(dòng)態(tài)比特分配技術(shù)使系統(tǒng)達(dá)到最大比特率。通過(guò)選取各子信道，每個(gè)符號(hào)的比特?cái)?shù)以及分配給各子信道的功率使總比特率最大。即要求各子信道功率分配應(yīng)遵循信息論中的“注水定理”，亦即優(yōu)質(zhì)信道多傳送，較差信道少傳送，劣質(zhì)信道不傳送的原則。④頻譜效益比串行系統(tǒng)提高近一倍。03二月20238一、多載波調(diào)制技術(shù)的基本原理4.多載波的主要優(yōu)點(diǎn)與缺點(diǎn)多載波系統(tǒng)的主要缺點(diǎn)：①多載波通信系統(tǒng)對(duì)符號(hào)定時(shí)和載波頻率偏差比單載波系統(tǒng)敏感。②多載波信號(hào)是多個(gè)單載波信號(hào)的迭加，因此其峰值功率與平均功率的比值大于單載波系統(tǒng)，它對(duì)前端放大器的線性要求較高。03二月2023910多載波調(diào)制原理fttBBTsNTs單載波調(diào)制多載波調(diào)制f|C(f)||C(f)|ffc(t)t

多載波調(diào)制原理03二月2023一、多載波調(diào)制技術(shù)的基本原理在單載波系統(tǒng)中，一次衰落或者干擾就可以導(dǎo)致整個(gè)傳輸鏈路失效，但是在多載波系統(tǒng)中，某一時(shí)刻只會(huì)有少部分的子信道會(huì)受到深衰落或干擾的影響，因此多載波系統(tǒng)具有較高的傳輸能力以及抗衰落和干擾能力。在多載波傳輸技術(shù)中，對(duì)每一路載波頻率（子載波）的選取可以有多種方法，它們的不同選取將決定最終已調(diào)信號(hào)的頻譜寬度和形狀。

11子載波頻率設(shè)置

(a)傳統(tǒng)的頻分復(fù)用；(b)3dB頻分復(fù)用；(c）OFDM03二月2023一、多載波調(diào)制技術(shù)的基本原理12

第1種方法是：各子載波間的間隔足夠大，從而使各路子載波上的已調(diào)信號(hào)的頻譜不相重疊，如圖（a）所示。該方案就是傳統(tǒng)的頻分復(fù)用方式，即將整個(gè)頻帶劃分成N個(gè)不重疊的子帶，每個(gè)子帶傳輸一路子載波信號(hào)，在接收端可用濾波器組進(jìn)行分離。這種方法的優(yōu)點(diǎn)是實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單、直接；缺點(diǎn)是頻譜的利用率低，子信道之間要留有保護(hù)頻帶，而且多個(gè)濾波器的實(shí)現(xiàn)也有不少困難。

第2種方法是：各子載波間的間隔選取，使得已調(diào)信號(hào)的頻譜部分重疊，使復(fù)合譜是平坦的，如圖（b）所示。重疊的譜的交點(diǎn)在信號(hào)功率比峰值功率低3dB處。子載波之間的正交性通過(guò)交錯(cuò)同相或正交子帶的數(shù)據(jù)得到(即將數(shù)據(jù)偏移半個(gè)碼元周期)。

第3種方案是：各子載波是互相正交的，且各子載波的頻譜有1/2的重疊。如圖（c）所示。該調(diào)制方式被稱為正交頻分復(fù)用(OFDM)。此時(shí)的系統(tǒng)帶寬比FDMA系統(tǒng)的帶寬可以節(jié)省一半。03二月2023一、多載波調(diào)制技術(shù)的基本原理一、多載波調(diào)制技術(shù)的基本原理5.多載波系統(tǒng)的實(shí)際應(yīng)用①多載波系統(tǒng)已成功地應(yīng)用于接入網(wǎng)中的高速數(shù)字環(huán)路HDSL，非對(duì)稱數(shù)字環(huán)路ADSL。②數(shù)字音頻廣播DAB，歐洲D(zhuǎn)AB標(biāo)準(zhǔn)就是采用OFDM技術(shù)。③高清晰度電視HDTV的地面廣播系統(tǒng)。④高速移動(dòng)通信領(lǐng)域，比如它是第三代移動(dòng)通信準(zhǔn)備采用的后備技術(shù)之一。03二月202313141、表示式 設(shè)在一個(gè)OFDM系統(tǒng)中有N個(gè)子信道，每個(gè)子信道采用的子載波為 式中，Bk

－第k路子載波的振幅，它受基帶碼元的調(diào)制

fk

－第k路子載波的頻率

k

－第k路子載波的初始相位 則在此系統(tǒng)中的N路子信號(hào)之和可以表示為 上式可以改寫成二、OFDM基本原理03二月202315

式中，Bk是一個(gè)復(fù)數(shù)，為第k路子信道中的復(fù)輸入數(shù)據(jù)。因此，上式右端是一個(gè)復(fù)函數(shù)。但是，物理信號(hào)s(t)是實(shí)函數(shù)。所以若希望用上式的形式表示一個(gè)實(shí)函數(shù)，式中的輸入復(fù)數(shù)據(jù)Bk應(yīng)該使上式右端的虛部等于零。如何做到這一點(diǎn)，將在以后討論。二、OFDM基本原理03二月202316正交條件為了使這N路子信道信號(hào)在接收時(shí)能夠完全分離，要求它們滿足正交條件。在碼元持續(xù)時(shí)間Ts內(nèi)任意兩個(gè)子載波都正交的條件是： 上式可以用三角公式改寫成 它的積分結(jié)果為二、OFDM基本原理03二月202317

令上式等于0的條件是： 其中m=整數(shù)和n=整數(shù)；并且k和i可以取任意值。 由上式解出，要求

fk=(m+n)/2Ts，fi=(m–n)/2Ts

即要求子載頻滿足fk=k/2Ts，式中k=整數(shù)；且要求子載頻間隔f=fk–fi=n/Ts，故要求的最小子載頻間隔為

fmin=1/Ts

這就是子載頻正交的條件。 二、OFDM基本原理03二月2023182、OFDM的頻域特性 設(shè)在一個(gè)子信道中，子載波的頻率為fk、碼元持續(xù)時(shí)間為Ts，則此碼元的波形和其頻譜密度畫出如下圖：

ffkfk+1/TsTst在OFDM中，各相鄰子載波的頻率間隔等于最小容許間隔故各子載波合成后的頻譜密度曲線如下圖二、OFDM基本原理03二月202319

雖然由圖上看，各路子載波的頻譜重疊，但是實(shí)際上在一個(gè)碼元持續(xù)時(shí)間內(nèi)它們是正交的。故在接收端很容易利用此正交特性將各路子載波分離開。采用這樣密集的子載頻，并且在子信道間不需要保護(hù)頻帶間隔，因此能夠充分利用頻帶。這是OFDM的一大優(yōu)點(diǎn)。fk＋2/Tsfk＋1/Tsfkff二、OFDM基本原理03二月202320

在子載波受調(diào)制后，若采用的是BPSK、QPSK、4QAM、64QAM等類調(diào)制制度，則其各路頻譜的位置和形狀沒(méi)有改變，僅幅度和相位有變化，故仍保持其正交性，因?yàn)閗和i可以取任意值而不影響正交性。 各路子載波的調(diào)制制度可以不同，按照各個(gè)子載波所處頻段的信道特性采用不同的調(diào)制制度，并且可以隨信道特性的變化而改變，具有很大的靈活性。這是OFDM體制的又一個(gè)重要優(yōu)點(diǎn)。二、OFDM基本原理03二月202321OFDM體制的頻帶利用率 設(shè)一OFDM系統(tǒng)中共有N路子載波，子信道碼元持續(xù)時(shí)間為Ts，每路子載波均采用M進(jìn)制的調(diào)制，則它占用的頻帶寬度等于 頻帶利用率為單位帶寬傳輸?shù)谋忍芈剩?當(dāng)N很大時(shí)， 若用單個(gè)載波的M進(jìn)制碼元傳輸，為得到相同的傳輸速率，則碼元持續(xù)時(shí)間應(yīng)縮短為(Ts/N)，而占用帶寬等于(2N/Ts)，故頻帶利用率為

OFDM和單載波體制相比，頻帶利用率大約增至兩倍。二、OFDM基本原理03二月2023223、OFDM的實(shí)現(xiàn)：以MQAM調(diào)制為例復(fù)習(xí)DFT公式 設(shè)一個(gè)時(shí)間信號(hào)s(t)的抽樣函數(shù)為s(k)，其中k=0,1,2,…,K–1，則s(k)的離散傅里葉變換(DFT)定義為： 并且S(n)的逆離散傅里葉變換(IDFT)為：

二、OFDM基本原理03二月202323若信號(hào)的抽樣函數(shù)s(k)是實(shí)函數(shù)，則其K點(diǎn)DFT的值S(n)一定滿足對(duì)稱性條件： 式中S*(k)是S(k)的復(fù)共軛?，F(xiàn)在，令OFDM信號(hào)的k＝0，則式

變?yōu)?/p>

上式和IDFT式非常相似。若暫時(shí)不考慮兩式常數(shù)因子的差異以及求和項(xiàng)數(shù)(K和N)的不同，則可以將IDFT式中的K個(gè)離散值S(n)當(dāng)作是K路OFDM并行信號(hào)的子信道中信號(hào)碼元取值Bk，而IDFT式的左端就相當(dāng)上式左端的OFDM信號(hào)s(t)。這就是說(shuō)，可以用計(jì)算IDFT的方法來(lái)獲得OFDM信號(hào)。下面就來(lái)討論如何具體解決這個(gè)計(jì)算問(wèn)題。二、OFDM基本原理03二月202324OFDM信號(hào)的產(chǎn)生碼元分組：先將輸入碼元序列分成幀，每幀中有F個(gè)碼元，即有F比特。然后將此F比特分成N組，每組中的比特?cái)?shù)可以不同，如下圖所示。碼元的分組tttB0B1B2B3BN-1F比特F比特F比特幀tB0B1BNb0比特b1比特b3比特b2Tf………………Ts二、OFDM基本原理03二月202325

設(shè)第i組中包含的比特?cái)?shù)為bi，則有 將每組中的bi個(gè)比特看作是一個(gè)Mi進(jìn)制碼元Bi，其中bi

＝log2

Mi，并且經(jīng)過(guò)串/并變換將F個(gè)串行碼元bi變?yōu)镹個(gè)（路）并行碼元Bi。各路并行碼元Bi持續(xù)時(shí)間相同，均為一幀時(shí)間Tf=FTs，但是各路碼元Bi包含的比特?cái)?shù)不同。這樣得到的N路并行碼元Bi用來(lái)對(duì)于N個(gè)子載波進(jìn)行不同的MQAM調(diào)制。 這時(shí)的各個(gè)碼元Bi可能屬于不同的Mi進(jìn)制，所以它們各自進(jìn)行不同的MQAM調(diào)制。二、OFDM基本原理03二月202326 MQAM調(diào)制中一個(gè)碼元可以用平面上的一個(gè)點(diǎn)表示。而平面上的一個(gè)點(diǎn)可以用一個(gè)矢量或復(fù)數(shù)表示。下面用復(fù)數(shù)Bi表示此點(diǎn)。將Mi進(jìn)制的碼元Bi變成一一對(duì)應(yīng)的復(fù)數(shù)Bi的過(guò)程稱為映射過(guò)程。例如，若有一個(gè)碼元Bi是16進(jìn)制的，它由二進(jìn)制的輸入碼元“1100”構(gòu)成，則它應(yīng)進(jìn)行16QAM調(diào)制。 設(shè)其星座圖如下圖所示，則此16進(jìn)制碼元調(diào)制后的相位應(yīng)該為45，振幅為A/21/2。此映射過(guò)程就應(yīng)當(dāng)將輸入碼元“1100”映射為1011100111101111101010001100110100010000010001100011001001010111A二、OFDM基本原理03二月202327

為了用IDFT實(shí)現(xiàn)OFDM，首先令OFDM的最低子載波頻率等于0，以滿足下式 右端第一項(xiàng)（即n=0時(shí)）的指數(shù)因子等于1。為了得到所需的已調(diào)信號(hào)最終頻率位置，可以用上變頻的方法將所得OFDM信號(hào)的頻譜向上搬移到指定的高頻上。二、OFDM基本原理03二月202328

其次，我們令K=2N，使IDFT的項(xiàng)數(shù)等于子信道數(shù)目N的兩倍，并用對(duì)稱性條件： 由N個(gè)并行復(fù)數(shù)碼元序列{Bi}，(其中i=0,1,2,…,N–1)，生成K＝2N個(gè)等效的復(fù)數(shù)碼元序列{Bn}，(其中n=0,1,2,…,2N–1)，即令{Bn}中的元素等于： 這樣將生成的新碼元序列{Bn}作為S(n)，代入IDFT公式，得到

k=0,1,2,…,K-1

二、OFDM基本原理03二月202329式中它相當(dāng)于OFDM信號(hào)s(t)的抽樣值。故s(t)可以表示為子載波頻率fk=n/Tf，(n=0,1,2,…,N-1)。離散抽樣信號(hào)s(k)經(jīng)過(guò)D/A變換后就得到上式的OFDM信號(hào)s(t)。二、OFDM基本原理03二月2023304、OFDM調(diào)制原理方框圖分幀分組串/并變換編碼映射......IDFT...并/串變換D/A變換上變頻OFDM信號(hào)二進(jìn)制輸入信號(hào)二、OFDM基本原理03二月202303二月202331循環(huán)前綴

設(shè)信道的輸入一個(gè)符號(hào)信號(hào)為p(t)，信道的沖激響應(yīng)為h(t)，不考慮信道噪聲的影響，信道的輸出等于卷積r(t)=p(t)*h(t)。r(t)的時(shí)間長(zhǎng)度將等于Tr=Ts+τ(τ為信道沖激響應(yīng)的持續(xù)時(shí)間)。若發(fā)送的碼元是一個(gè)接一個(gè)的無(wú)縫的連續(xù)發(fā)射，接收的信號(hào)由于Tr>Ts而會(huì)產(chǎn)生碼間干擾，應(yīng)在數(shù)據(jù)塊之間加入保護(hù)間隔Tg，只要Tg≥τ，就可以完全消除碼間干擾。除了上述的載波間隔Δf，Tg是OFDM系統(tǒng)的另一個(gè)重要的設(shè)計(jì)參數(shù)。二、OFDM基本原理03二月202332通常，Tg是以一個(gè)循環(huán)前綴的形式存在，這些前綴由信號(hào)p(t)的g個(gè)樣值構(gòu)成，使得發(fā)送的符號(hào)樣值序列的長(zhǎng)度增加到N+g，如圖4.51所示。由于是連續(xù)傳輸，若信道的沖激響應(yīng)樣值序列長(zhǎng)度j≤g，則信道的輸出序列{rn}的前g個(gè)樣值會(huì)受到前一分組拖尾的干擾，把它們舍去，然后根據(jù)N個(gè)接收到的信號(hào)樣值rn(0≤n≤N-1)來(lái)解調(diào)。用循環(huán)前綴填入保護(hù)間隔內(nèi)，將時(shí)域線性卷積變成了圓周卷積，從而可以用簡(jiǎn)單的一階頻域均衡恢復(fù)發(fā)送數(shù)據(jù)。在此段時(shí)間必須傳輸信號(hào)而不能讓它空白。由于加入了循環(huán)前綴，為了保持原信息傳輸速率不變，信號(hào)的抽樣速率應(yīng)提高到原來(lái)的1+N／g倍。二、OFDM基本原理03二月202333循環(huán)前綴的加入

二、OFDM基本原理03二月2023345、OFDM的特點(diǎn)

OFDM系統(tǒng)具有以下優(yōu)點(diǎn)：

1)高速率數(shù)據(jù)流通過(guò)串/并轉(zhuǎn)換，使得每個(gè)子載波上的數(shù)據(jù)符號(hào)持續(xù)長(zhǎng)度相對(duì)增加，從而有效地減少了無(wú)線信道的時(shí)間彌散所帶來(lái)的符號(hào)間干擾(InterSymbolInterference，ISI)，這樣就減小了接收機(jī)內(nèi)均衡的復(fù)雜度。

2)傳統(tǒng)的頻分多路傳輸方法，將頻帶分為若干個(gè)不相交的子頻帶來(lái)傳輸并行數(shù)據(jù)流，子信道之間要保留足夠的保護(hù)頻帶。而OFDM系統(tǒng)由于各個(gè)子載波之間存在正交性，允許子信道的頻譜相互重疊，因此與常規(guī)的頻分復(fù)用系統(tǒng)相比，OFDM系統(tǒng)可以最大限度地利用頻譜資源。當(dāng)子載波個(gè)數(shù)很大時(shí)，系統(tǒng)的頻譜利用率趨于2Baud／Hz。二、OFDM基本原理03二月202335

3)各個(gè)子信道中的正交調(diào)制和解調(diào)可以通過(guò)采用反離散傅里葉變換(IDFT)和離散傅里葉變換(DFT)的方法來(lái)實(shí)現(xiàn)。對(duì)于子載波數(shù)目較大的系統(tǒng)，可以通過(guò)采用快速傅里葉變換(FFT)來(lái)實(shí)現(xiàn)。而隨著大規(guī)模集成電路技術(shù)與DSP技術(shù)的發(fā)展，IFFT與FFT都是非常容易實(shí)現(xiàn)的。

4)無(wú)線數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)一般存在非對(duì)稱性，即下行鏈路中傳輸?shù)臄?shù)據(jù)量要大于上行鏈路中的數(shù)據(jù)傳輸量，這就要求物理層支持非對(duì)稱高速率數(shù)據(jù)傳輸。OFDM系統(tǒng)可以通過(guò)使用不同數(shù)量的子信道來(lái)實(shí)現(xiàn)上行和下行鏈路中不同的傳輸速率。二、OFDM基本原理03二月2023

5)OFDM可以容易地與其他多種接入方式結(jié)合使用，構(gòu)成各種系統(tǒng)，其中包括多載波碼分多址MC-CDMA、跳頻OFDM以及OFDM-TDMA等等，使得多個(gè)用戶可以同時(shí)利用OFDM技術(shù)進(jìn)行信息的傳輸。但是OFDM系統(tǒng)內(nèi)由于存在有多個(gè)正交的子載波，而且其輸出信號(hào)是多個(gè)子信道的疊加，因此與單載波系統(tǒng)相比，存在以下缺點(diǎn)：

1)易受頻率偏差的影響。由于子信道的頻譜相互覆蓋，這就對(duì)它們之間的正交性提出了嚴(yán)格的要求。由于無(wú)線信道的時(shí)變性，在傳輸過(guò)程中出現(xiàn)無(wú)線信號(hào)的頻譜偏移，或發(fā)射機(jī)與接收機(jī)本地振蕩器之間存在的頻率偏差，都會(huì)使OFDM系統(tǒng)子載波之間的正交性遭到破壞，導(dǎo)致子信道的信號(hào)相互干擾(ISI)。這種對(duì)頻率偏差的敏感是OFDM系統(tǒng)的主要缺點(diǎn)之一。二、OFDM基本原理3603二月202337

2)存在較高的峰值平均功率比。多載波系統(tǒng)的輸出是多個(gè)子信道信號(hào)的疊加，因此如果多個(gè)信號(hào)的相位一致，所得到的疊加信號(hào)的瞬時(shí)功率就會(huì)遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于信號(hào)的平均功率，導(dǎo)致出現(xiàn)較大的峰值平均功率比(PeaktoAveragePowerRatio，PAPR)，可能帶來(lái)信號(hào)畸變，使信號(hào)的頻譜發(fā)生變化，從而導(dǎo)致各個(gè)子信道間的正交性遭到破壞，產(chǎn)生干擾，使系統(tǒng)的性能惡化，這就對(duì)發(fā)射機(jī)內(nèi)功率放大器提出了很高的要求。二、OFDM基本原理03二月2023386、OFDM系統(tǒng)關(guān)鍵技術(shù)

1)時(shí)域和頻域同步

OFDM系統(tǒng)對(duì)定時(shí)和頻率偏移敏感，特別是實(shí)際應(yīng)用中可能與FDMA、TDMA和CDMA等多址方式結(jié)合使用時(shí)，時(shí)域和頻域同步顯得尤為重要。與其他數(shù)字通信系統(tǒng)一樣，同步分為捕獲和跟蹤兩個(gè)階段。在下行鏈路中，基站向各個(gè)移動(dòng)終端廣播式發(fā)送同步信號(hào)，所以，下行鏈路同步相對(duì)簡(jiǎn)單，較易實(shí)現(xiàn)。在上行鏈路中，來(lái)自不同移動(dòng)終端的信號(hào)必須同步到達(dá)基站，才能保證子載波間的正交性。基站根據(jù)各移動(dòng)終端發(fā)來(lái)的子載波攜帶的信息進(jìn)行時(shí)域和頻域同步信息的提取，再由基站發(fā)回移動(dòng)終端，以便讓移動(dòng)終端進(jìn)行同步。具體實(shí)現(xiàn)時(shí)，同步可以分別在時(shí)域或頻域進(jìn)行，也可以時(shí)、頻域同步同時(shí)進(jìn)行。二、OFDM基本原理03二月202339

2)信道估計(jì)在OFDM系統(tǒng)中，信道估計(jì)器的設(shè)計(jì)主要有兩個(gè)問(wèn)題。一是導(dǎo)頻信息的選擇，由于無(wú)線信道常常是衰落信道，需要不斷對(duì)信道進(jìn)行跟蹤，因此導(dǎo)頻信息也必須不斷地傳送。二是既有較低的復(fù)雜度又有良好的導(dǎo)頻跟蹤能力的信道估計(jì)器的設(shè)計(jì)。在實(shí)際設(shè)計(jì)中，導(dǎo)頻信息的選擇和最佳估計(jì)器的設(shè)計(jì)通常又是相互關(guān)聯(lián)的，因?yàn)楣烙?jì)器的性能與導(dǎo)頻信息的傳輸方式有關(guān)。二、OFDM基本原理03二月202340

3)信道編碼和交織為了提高數(shù)字通信系統(tǒng)性能，信道編碼和交織是通常采用的方法。對(duì)于衰落信道中的隨機(jī)錯(cuò)誤，可以采用信道編碼；對(duì)于衰落信道中的突發(fā)錯(cuò)誤，可以采用交織。實(shí)際應(yīng)用中，通常同時(shí)采用信道編碼和交織，進(jìn)一步改善整個(gè)系統(tǒng)的性能。在OFDM系統(tǒng)中，如果信道頻域特性比較平緩，均衡是無(wú)法再利用信道的分集特性來(lái)改善系統(tǒng)性能的，因?yàn)镺FDM系統(tǒng)自身具有利用信道分集特性的能力，一般的信道特性信息已經(jīng)被OFDM這種調(diào)制方式本身所利用了。但是，OFDM系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)卻為在子載波間進(jìn)行編碼提供了機(jī)會(huì)，形成編碼OFDM(COFDM)方式。編碼可以采用各種碼，如分組碼、卷積碼等，卷積碼的效果要比分組碼好。二、OFDM基本原理03二月202341

4)降低峰均功率比由于OFDM信號(hào)時(shí)域上表現(xiàn)為n個(gè)正交子載波信號(hào)的疊加，當(dāng)這n個(gè)信號(hào)恰好均以峰值相加時(shí)，OFDM信號(hào)也將產(chǎn)生最大峰值，該峰值功率是平均功率的n倍。盡管峰值功率出現(xiàn)的概率較低，但為了不失真地傳輸這些高峰均功率比的OFDM信號(hào)，發(fā)送端對(duì)高功率放大器(HPA)的線性度要求很高，且發(fā)送效率極低，接收端對(duì)前端放大器以及A/D變換器的線性度要求也很高。因此，高的PAPR使得OFDM系統(tǒng)的性能大大下降，甚至直接影響實(shí)際應(yīng)用。為了解決這一問(wèn)題，人們提出了基于信號(hào)畸變技術(shù)、信號(hào)擾碼技術(shù)和基于信號(hào)空間擴(kuò)展等降低OFDM系統(tǒng)PAPR的方法。二、OFDM基本原理424.8在多徑衰落信道中的調(diào)制性能分析03二月202303二月2023434.8.1在慢速平穩(wěn)衰落信道中的數(shù)字調(diào)制性能

平穩(wěn)衰落信道在接收的信號(hào)中產(chǎn)生多重增益變量。因?yàn)槭锹兓?，平穩(wěn)衰落信道往往比調(diào)制變化要慢，因此可認(rèn)為在一個(gè)符號(hào)位的傳輸過(guò)程中信號(hào)相位和幅度的變化是可以忽略不計(jì)的。接收到的信號(hào)r(t)可用下式表達(dá)：03二月202344

為了評(píng)價(jià)在慢變化信道下，各種不同的數(shù)字調(diào)制和解調(diào)方案進(jìn)行錯(cuò)誤比特率的比較。首先必須在衰落信道AWGN可能的信號(hào)變化范圍內(nèi)進(jìn)行錯(cuò)誤比特率的平均估計(jì)。換句話說(shuō)，在AWGN信道中發(fā)生的錯(cuò)誤比特率是一個(gè)有條件的平均錯(cuò)誤率，在其中α保持固定，錯(cuò)誤比特率的變化是緩慢的，平穩(wěn)衰落信道可通過(guò)在AWGN信道的衰落概率分布得到錯(cuò)誤比特率平均估計(jì)。這樣以后，平穩(wěn)衰落信道的慢衰落錯(cuò)誤比特率為式中：Pe（X）為在某一特殊信噪比X的情況下某一調(diào)制方式的錯(cuò)誤概率，其中X=α2Eb/N0，p(X)是X的概率密度分布，Eb和N0為常數(shù)，α用于代表衰落信道的振幅強(qiáng)度。4.8.1在慢速平穩(wěn)衰落信道中的數(shù)字調(diào)制性能03二月202345

對(duì)于瑞利衰落信道，α具有瑞利分布，α2分布為以X為參變量的具有兩個(gè)自由度的χ2分布。

X≥0式中：表示信噪比的平均值。

4.8.1在慢速平穩(wěn)衰落信道中的數(shù)字調(diào)制性能03二月202346對(duì)于差分檢測(cè)的BPSK和非相干解調(diào)的BFSK，有:

通過(guò)對(duì)上式和在AWGN信道中某一特定的調(diào)制方式進(jìn)行比特錯(cuò)誤率的估計(jì)，衰落信道的估計(jì)可以通過(guò)相干的BPSK和BFSK等式得到。其式表達(dá)如下：4.8.1在慢速平穩(wěn)衰落信道中的數(shù)字調(diào)制性能03二月202347瑞利平穩(wěn)衰落信道中二進(jìn)制調(diào)制方案的誤比特性能 與AWGN典型性能曲線的比較4.8.1在慢速平穩(wěn)衰落信道中的數(shù)字調(diào)制性能03二月202348對(duì)于較大的信噪比，平均錯(cuò)誤比特率的公式可簡(jiǎn)化如下：相干BPSK相干FSK相干DPSK非相干正交BFSK4.8.1在慢速平穩(wěn)衰落信道中的數(shù)字調(diào)制性能03二月202349

對(duì)于GMSK來(lái)說(shuō)，在AWGN信道中瑞利衰落下的錯(cuò)誤比特率BER表達(dá)式為相干GMSK式中：4.8.1在慢速平穩(wěn)衰落信道中的數(shù)字調(diào)制性能03二月202350

例假設(shè)接收到的信號(hào)包絡(luò)滿足萊斯分布，試推導(dǎo)在慢變化平穩(wěn)衰落信道上的BDPSK和非相干正交二進(jìn)制FSK（NCFSK）的比特差錯(cuò)率。萊斯概率分布公式如下：A,r≥0式中：r是瑞利振幅，A是特定振幅，σ是噪聲方差，r是信號(hào)瞬時(shí)幅度，I0是0階Bessel函數(shù)。4.8.1在慢速平穩(wěn)衰落信道中的數(shù)字調(diào)制性能03二月202351通過(guò)合適的轉(zhuǎn)換，萊斯分布可用下式表示式中，K=A2/2σ2是特定值和隨機(jī)值的比值。DPSK和非相干OFSK在AWGN信道中的錯(cuò)誤概率表達(dá)如下式中，對(duì)于FSK，k1=k2=1/2；對(duì)于DPSK，k1=1/2，k2=1。4.8.1在慢速平穩(wěn)衰落信道中的數(shù)字調(diào)制性能03二月202352為了得到慢變化平穩(wěn)衰落信道的BER，有統(tǒng)一代入公式，可得到對(duì)于FSK，k1=k2=1/2，得到慢變化平穩(wěn)衰落