有源器件研究

有源電路基本原理MIXER單柵場效應(yīng)晶體管混頻器

式中：

場效應(yīng)管的跨導(dǎo)：

平衡式場效應(yīng)晶體管混頻器原理圖雙場效應(yīng)晶體管串聯(lián)電路原理圖單端混頻器信號(hào)與本振通過定向耦合器加到場效應(yīng)晶體管柵極時(shí)，將引入信號(hào)損失，要求加大本振功率。其改進(jìn)可通過兩種方法：平衡式混頻電路兩個(gè)場效應(yīng)晶體管串聯(lián)電路3dB定向耦合器可使本振引入噪聲抵消可輸入較低的本振電平，并免去功率混合電路設(shè)計(jì)考慮：RF與LO端口的設(shè)計(jì)偏置為使變頻跨導(dǎo)達(dá)到最大，外加直流偏置為輸出回路篩選中頻阻抗變換中頻陷波本振注入柵極注入源極注入柵極電阻使柵極直流電位為0，源極電阻上的直流壓降作為柵極負(fù)偏壓雙柵場效應(yīng)晶體管混頻器雙柵場效應(yīng)晶體管結(jié)構(gòu)示意圖雙柵場效應(yīng)晶體管等效電路圖柵寬相同，柵長不同，對(duì)應(yīng)的溝道厚度不同，溝道中摻雜的濃度也不同。與溝道厚度相同的兩個(gè)柵相比，可獲得更大的功率增益

雙柵場效應(yīng)晶體管混頻器可以看做一個(gè)共源放大器（FET1）與共源調(diào)制器（FET2）級(jí)聯(lián)，在第一柵加小信號(hào)，第二柵加大信號(hào)本振雙柵場效應(yīng)晶體管混頻器原理框圖

AnF-bandFundamentalMixerUsing75-nmInPHEMTsforPreciseSpectrumAnalysisProceedingsofthe8thEuropeanMicrowaveIntegratedCircuitsConferenceGateRFLODrainLORFmodeDrain-LO-injectionResistiveCL（dB）36.5F(3dB)21GHz>30GHzresistivemixer，作用為阻性混頻器，具有低的調(diào)制失真以及當(dāng)LO功率較低時(shí)變頻損耗較低drain-LOinjectionmixer，由于射頻信號(hào)被FET放大后，具有有低的變頻損耗為了實(shí)現(xiàn)較寬帶寬的混頻器的核心部件是連接在漏極的同向雙工器，隔離LO/RF與IF信號(hào)。該雙工器包含低通與高通濾波器。不采用諧波混頻的原因：1、端口隔離度2、由于大的變頻損耗導(dǎo)致動(dòng)態(tài)范圍不夠，因此致使噪聲偏大本文基波混頻的實(shí)現(xiàn)難點(diǎn)：在變頻損耗較低的情況下實(shí)現(xiàn)大的帶寬。模塊封裝采用E面探針的形式實(shí)現(xiàn)波導(dǎo)到微信信號(hào)的過渡。信號(hào)一邊從介質(zhì)板上面饋入，一邊從介質(zhì)板下面饋入。通過這種方法使波導(dǎo)法蘭盤的影響降到最低，并且不需要將波導(dǎo)進(jìn)行彎曲，減小了微帶線的長度，降低了損耗。封裝完之后drain-LO-injection的測試結(jié)果顯示，變頻損耗惡化到6.5dB，帶寬縮窄為18GHz?？赡艿脑颍海?）波導(dǎo)-微帶過渡的損耗（2）中頻電路以及鍵合線的損耗AW-BandSingle-EndedDownconversion/UpconversionGateMixerinInPHEMTTechnology本振信號(hào)通過柵極進(jìn)入HEMT器件，控制跨導(dǎo)，實(shí)現(xiàn)混頻。單端混頻的優(yōu)點(diǎn)是可以改變本振與射頻的輸入端口，以實(shí)現(xiàn)柵極混頻與漏極混頻模式。下變頻上變頻A210GHz,Sub-harmonically-PumpedActiveFETMixerMMICforRadarImagingApplications100nmgatelengthmHEMTprocessEmployadual-gatetopologyFET混頻與傳統(tǒng)二極管混頻相比的優(yōu)點(diǎn)：有源混頻具有低變頻損耗，低噪聲系數(shù)以及低本振功率。在毫米波頻段，可以減小對(duì)前端低噪聲放大器的增益需求，因而成為研究熱點(diǎn)。通過在片集成技術(shù)，將有源混頻器與具有其它功能的電路集成，形成具有多功能的單片接收機(jī)。FET混頻器可以工作于室溫條件下，使得尺寸與成本都降低。相對(duì)簡單的設(shè)計(jì)流程。FET混頻器可以在傳統(tǒng)的非線性晶體管的模型下進(jìn)行設(shè)計(jì)，并且可以采用像HB分析方法一樣的快速電路仿真方法。

在雙柵結(jié)構(gòu)與共源放大之間的λ/4線對(duì)于LO信號(hào)是short-to-open，對(duì)于射頻信號(hào)是short-to-short。T3isoperatingunderclassAconditionswhenT2isconducting.T2偏置狀態(tài)類似于B類放大器，因此RF信號(hào)只有在T2導(dǎo)通的情況下才能到達(dá)輸出端與LO信號(hào)進(jìn)行混頻雙柵結(jié)構(gòu)的輸出電阻很高，將會(huì)使匹配變得復(fù)雜以及帶寬變窄。采用一個(gè)共源的放大器，使得高阻抗變?yōu)檩^低的阻抗，付出的代價(jià)是信號(hào)小的衰減。Employadual-gatetopologythemixerconsumes36mWofDCpower(24mAdraincurrent)10dBmLOpower3dB帶寬：188-210GHzIF帶寬：2GHzConversiongainversusLOpower.ConversiongainversusRFfrequencyConversiongainversusIFfrequencyAG-band(140-220GHz)MicrostripMMICMixeroperatinginbothResistiveandDrain-PumpedMode0.1umGaAsmHEMTtechnology這兩種混頻器的不同之處在于偏置電壓的不同，以及LO與RF信號(hào)的輸入端口不同中頻信號(hào)通過四分之一波長的開路短截線濾波器提取出來，并用于匹配。

傳統(tǒng)的FET混頻器的設(shè)計(jì)，柵極的偏置電壓應(yīng)該是截?cái)嚯妷?，漏極零偏壓。然而，高頻的阻性混頻器，柵極偏壓一般選擇在當(dāng)源漏電壓較低時(shí)跨導(dǎo)最大的點(diǎn)，這樣是為了降低對(duì)本振功率的要求。如果本振電壓越大，器件的偏置電壓越靠近截?cái)嚯妷?。阻性混頻的主要優(yōu)勢是極好的線性、極好的性能以及直流損耗為零。然而，由于漏極偏置電壓為0，所以阻性混頻具有變頻損耗，不具有變頻增益。漏極混頻（DrainMixer），F(xiàn)ET的偏置點(diǎn)位于直流I-V特性曲線的“曲膝點(diǎn)”處。本振信號(hào)加到漏極，控制源漏電導(dǎo)與跨導(dǎo)。射頻信號(hào)加到柵極，當(dāng)漏極沒有LO信號(hào)的時(shí)候FET作為一個(gè)共源的放大器。DM可以有變頻增益以及一個(gè)不錯(cuò)的噪聲系數(shù)，但是當(dāng)信號(hào)比較大的時(shí)候可能有潛在的不穩(wěn)定性

一個(gè)錐形的CPW——微帶線的過渡結(jié)構(gòu)可以提供一個(gè)良好的信號(hào)過渡，但是占據(jù)較大的面積F(IF)=1GHz整個(gè)射頻頻段內(nèi)，DM模式比RM模式變頻損耗優(yōu)約3dB為了在DM模式下獲得變頻增益，I-V曲線的“膝點(diǎn)”處變化劇烈，理想情況是90°；較大的gds將會(huì)嚴(yán)重降低變頻增益?？偨Y(jié)：為了研制具有低噪聲系數(shù)、變頻損耗低甚至有變頻增益的有源混頻器，有以下幾個(gè)問題：性能優(yōu)良的信號(hào)模型與噪聲模型合適的偏置電路及電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)匹配結(jié)構(gòu)的設(shè)計(jì)下一步研究計(jì)劃：D波段混頻器中心頻率：140GHz帶寬：10%變頻損耗：≤7dBMultiplier場效應(yīng)晶體管倍頻器

理想FET倍頻電路圖FET柵極偏壓的削波A類倍頻工作機(jī)理

B類倍頻工作機(jī)理

AB類倍頻器工作原理

理想FET倍頻器中的電流與電壓波形

n≥1時(shí)n=0時(shí)

多諧波Load-pull仿真設(shè)置。終端代表反射系數(shù)該方法的目標(biāo)是量化不同的諧波終端對(duì)倍頻器性能的影響。影響確定之后，輸入輸出網(wǎng)絡(luò)的線性優(yōu)化目標(biāo)的權(quán)重就可以知道

輸入端的基波以及輸出端所需要的頻率信號(hào)匹配要依據(jù)大信號(hào)模型進(jìn)行共軛匹配同無源倍頻相比，有源倍頻器有高輸入輸出隔離。非常適合于制作集成電路的本振與放大器。基本上所有的倍頻器的設(shè)計(jì)都是基于單端共源的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。所有FET非線性的源都是基于跨導(dǎo)的非線性進(jìn)行設(shè)計(jì)的。為了實(shí)現(xiàn)最好的性能，提出了一種最優(yōu)的諧波控件仿真的方法。G-BandMetamorphicHEMT-BasedFrequencyMultipliersIEEETRANSACTIONSONMICROWAVETHEORYANDTECHNIQUES柵長100nm的140GHz三倍頻器，輸入9dBm時(shí)，最大變頻增益-11dB；柵長50nm的110-220GHz二倍頻器，輸入2.5dBm時(shí)，變頻增益-7dB。Schematiccircuitdiagramofthe110–220-GHzdoubler230umMHEMT偏置電壓選在夾斷電壓附近，為了產(chǎn)生含有較高二次諧波分量的漏電流輸出端兩段平行的四分之一波長的開路傳輸線是為了反射基波頻率。采用雙短截線比單短截線增加了帶寬。輸入端基于低通拓?fù)涞木€性網(wǎng)絡(luò)在基波匹配與二次諧波反射之間做了一個(gè)折中Thedcpowerconsumptionisalsoquitelow(from6to14mWforinputpowerlevelsfrom1to4dBm)Schematiccircuitdiagramofthe140-GHztripler.445umFETcell晶體管處于AB類的狀態(tài)下的時(shí)候，獲得最大的三次諧波的變頻增益在設(shè)計(jì)奇次諧波的倍頻器的時(shí)候，不可能在輸出端采用一段四分之一波長短截線實(shí)現(xiàn)對(duì)基波的反射，因?yàn)樵摱私鼐€也會(huì)減弱倍頻出來三次諧波。本文采用分路電容（shuntcapacitor）代替短截線的方式來實(shí)現(xiàn)對(duì)基波的反射。在設(shè)計(jì)的時(shí)候，對(duì)于基波輸入端的匹配要比輸出端的三次諧波的匹配重要maximumdcpowerconsumptionof40mWProceedingsofthe10thEuropeanMicrowaveIntegratedCircuitsConference

A150to220GHzBalancedDoublerMMICUsinga50nmMetamorphicHEMTTechnology50nmmHEMTtechnology輸入端包括一個(gè)Marchand巴倫，將輸入信號(hào)等分為兩路有180°相位差的信號(hào)gatewidth2*30μmclassBDoublerMMICleft,andmixerMMICright,mountedonasiliconsubstratewithinterconnectingbondwires.IFfrequencyof1GHz255to330GHzActiveFrequencyTripIerMMIC35nmgate-length基于一個(gè)單端的A類FET放大器的偏置條件，以及一個(gè)高功率輸入信號(hào)進(jìn)入飽和狀態(tài)

一個(gè)LC（LC1）共振電路抑制基波與二次諧波，I2與I3將負(fù)阻（R）對(duì)于三次諧波來說是開路，輸出端的Cout、I4以及I5提供阻抗匹配以及抑制不需要的諧波LC1濾波網(wǎng)絡(luò)代替高損耗的耦合器，采用傳輸線形式的電感在電路的輸入端一個(gè)新的小型的電路結(jié)構(gòu)代替?zhèn)鹘y(tǒng)的匹配網(wǎng)絡(luò)。雖然芯片的面積與之前相同，但是經(jīng)過變化之后使得輸出功率更高。12HPF：抑制輸出端的二次諧波MiniaturizedUltra-BroadbandG-BandFrequencyDoublerMMICProceedingsofthe7thEuropeanMicrowaveIntegratedCircuitsConferenceasingle4-fingerdevice35nmgate-length為了節(jié)省芯片的面積，采用一種緊湊的、平衡FET拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，該結(jié)構(gòu)通過將共源共柵倍頻器集成在一個(gè)4柵指的器件里，而不需要耦合器。平衡拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)使得其工作帶寬遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過單個(gè)有源器件的帶寬，并且在輸入端減少了匹配電路的需求。平衡耦合器的構(gòu)成：B類狀態(tài)下偏置共源放大器結(jié)構(gòu)的180°移相器共柵結(jié)構(gòu)的輸出結(jié)構(gòu)兩個(gè)共柵與兩個(gè)共源的FET對(duì)稱合成一個(gè)四指的FET結(jié)構(gòu)總結(jié)：為了研制具有轉(zhuǎn)換效率高、輸出功率大的有源倍頻器，有以下幾個(gè)問題：性能優(yōu)良的大信號(hào)模型合適的偏置電路及電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)匹配結(jié)構(gòu)的設(shè)計(jì)下一步研究計(jì)劃：D波段倍頻器中心頻率：140GHz帶寬：10%輸出功率：≥0dBmLNAA155-GHzMonolithicLow-NoiseAmplifierIEEETRANSACTIONSONMICROWAVETHEORYANDTECHNIQUESfour-finger30-um-device每一級(jí)采用一個(gè)四柵指30um的pHEMT器件，該器件柵極阻抗及柵漏電容低，從而在該頻段具有較高的器件增益匹配電路設(shè)計(jì)采用一種類似于低通的電路設(shè)計(jì)。選擇這種簡單的匹配結(jié)構(gòu)，減小了在電路分析與電路模型方面的不確定性，降低了設(shè)計(jì)風(fēng)險(xiǎn)邊緣耦合線用來隔直流，扇形短截線用來隔交流。偏置一端的分路RC（ShuntRC）網(wǎng)絡(luò)用來保持放大器的穩(wěn)定性Thetotaldcpowerconsumptionisonly35mWMetamorphicHEMTMMICsandModulesforUseinaHigh-Bandwidth210GHzRadarIEEEJOURNALOFSOLID-STATECIRCUITS0.05umHEMTtechnologySchematicdiagramofasingle210GHzcommon-sourcelow-noiseamplifierstage.為了防止低頻的振蕩，在偏置網(wǎng)絡(luò)采用了低阻抗的薄膜微帶線（TFMS）gatewidth=2×10umTheTFMSlinesconsistofthesameSiNlayer,whichisusedasthedielectricfortheMIMcapacitors.MetamorphicH-BandLow-NoiseAmplifierMMICs70-nmgatelengthComparedtoInPsubstrates,metamorphicHEMTtechnologyonGaAssubstratesislessexpensive,takingadvantageofthehighcrystalquality,greatermechanicalstrength,andthelargesizeofGaAswafersofupto6inches.ABTL：airbridgetypetransmissionlines

transistorshaveagatewidthof2x10ptm.ABTL：插入損耗與回波損耗的仿真與測試之間存在很好的一致性，作者推測在220GHz，ABTL大約有3.2dB/mm的插入損耗。鑒于在H波段線長急劇減小，因此線損變得不是很重要。四級(jí)70nm柵長的CBCPWLNA在217-245GHz之間有大于12dB的增益；四級(jí)ABTLLNA在216-238GHz之間有大于18dB的增益。Chipphotographoffour-stage245GHzCBCPWSimulatedandmeasuredS-parametersofthefour-stage245GHzCBCPWlow-noiseamplifiercircuit.On-wafermeasuredS-parametersoffour-stage235GHzABTLlow-noiseamplifiercircuit.ScalingofInPHEMTCascodeIntegratedCircuitstoTHzFrequenciesSchematicdiagramofasinglecascodeamplifierstage.該放大器共級(jí)，每級(jí)包括一個(gè)共源及共柵晶體管。共源共柵設(shè)計(jì)的關(guān)鍵部分是保證共柵晶體管的穩(wěn)定性。通過在共柵晶體管柵極串聯(lián)電阻以及增加旁路電容pertransistor20umareused芯片與盒體過渡部分采用集成在芯片上的偶極子傳輸線形式。在電路密集部分，通過稠密的打孔方式來抑制基板模式，目前，在片測試對(duì)于電路設(shè)計(jì)打孔密度尚無詳細(xì)的問題。但是，在單片集成電路設(shè)計(jì)方面，打孔是非常重要的因素?？妆仨氹S電磁場傳播方向串聯(lián)，以抑制能量被介質(zhì)板損失掉。從測試與仿真的結(jié)果對(duì)比總看出，二者存在較大差異，究其原因?yàn)椋汗矕拍Ｐ褪且粋€(gè)近似的模型晶體管模型是基于50nm的工藝，而制作30nm柵長，導(dǎo)致加工誤差過大S參數(shù)是基于先前的最小噪聲系數(shù)條件下測量的，與該設(shè)計(jì)的大增益偏置點(diǎn)不同總結(jié)：為了研制具有低噪聲系數(shù)的低噪聲放大器，有以下幾個(gè)問題：性能優(yōu)良的小信號(hào)模型與噪聲模型合適的偏置電路及電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)匹配結(jié)構(gòu)的設(shè)計(jì)下一步研究計(jì)劃：D波段低噪聲放大器中心頻率：140GHz帶寬：10%噪聲系數(shù)：≤7dB220GHz低噪聲放大器中心頻率：220GHz帶寬：5%噪聲系數(shù)：≤10dBPAA200GHzMonolithicIntegratedPowerAmplifierinMetamorphicHEMTTechnologyIEEEMICROWAVEANDWIRELESSCOMPONENTSLETTERS柵長100nm采用mHEMT的主要優(yōu)勢在于GaAs晶元的成本、質(zhì)量以及晶元的易于操作；其劣勢為導(dǎo)熱系數(shù)差以及附加的增長效應(yīng)。采用了三級(jí)級(jí)聯(lián)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，第一、二、三級(jí)分別采用了一個(gè)、兩個(gè)、四個(gè)共源的晶體管形式。每個(gè)晶體管采用4柵指，每柵指寬10um。為了得到最大的輸出功率選擇最大尺寸的晶體管，同時(shí)保持合理的小信號(hào)增益。在晶體管之前與之后的功分與合成網(wǎng)絡(luò)同時(shí)作為每級(jí)輸入與輸出的阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)。阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)原則是實(shí)現(xiàn)最大增益的輸出。通過對(duì)大信號(hào)模型Load-pull的仿真表明，為了進(jìn)一步改善輸出功率可以通過選擇合適的負(fù)載阻抗以實(shí)現(xiàn)最大輸出功率。為了抑制奇次模以及保證平衡放大器的穩(wěn)定性，在晶體管柵極與漏極采用分路電阻（ShuntResistors）通過功分與合成網(wǎng)絡(luò)來為柵極與漏極供電在該頻段內(nèi)，每一級(jí)的功分與合成網(wǎng)絡(luò)有1.2dB的損耗，在輸出端有四個(gè)晶體管，有3.6dB的損耗，相對(duì)于一個(gè)晶體管來說提高了輸出功率。Thisispaidforbyareducedefficiency,sincetheDCpowerconsumptionscaleslinearlywiththenumberofparalleltransistors.DevelopmentofSub-Millimeter-WavePowerAmplifiersIEEETRANSACTIONSONMICROWAVETHEORYANDTECHNIQUES放大器采用三級(jí)級(jí)聯(lián)的結(jié)構(gòu)每個(gè)器件是兩柵指，每柵指10um，輸出端總的器件尺寸是82um為了縮小尺寸及減小導(dǎo)體損耗，每一級(jí)的1:2與4:1的功分及合成網(wǎng)絡(luò)也作為偏置與屁屁額網(wǎng)絡(luò)為了縮減芯片的尺寸與封裝的需求，所有晶體管的的柵極與漏極采用相同的供電端口進(jìn)行供電。Thisisessentialbecausethechipwilleventuallybeplacedinacavitywhichmustbekeptbelowcutoff.Notethatnoresistorsareusedinthedrainbiasingnetwork.Additionally,thevaluesoftheon-chipgateresistorsarekeptlow(200)toavoidvoltagedropsonthegatelinesunderdriveconditionsand,therefore,introduceunequalbiasing.每個(gè)器件的柵極有一個(gè)由分路電感（ShuntInductive）和MIM電容構(gòu)成的的高通濾波匹配網(wǎng)路。為了實(shí)現(xiàn)級(jí)間匹配最優(yōu)，功分網(wǎng)絡(luò)電長度盡量短。同仿真相比，頻率偏移了30GHz，不知道是器件模型的原因還是加工誤差還是在高頻段電路模型存在其他的挑戰(zhàn)。在高頻段無源部分的損耗必須要進(jìn)行考慮，與設(shè)計(jì)長度相當(dāng)?shù)碾娐?0歐姆的CPW傳輸線有2dB的損耗。在放大器設(shè)計(jì)的時(shí)候，前級(jí)一般采用尺寸較小的器件，輸出級(jí)一般采用的器件尺寸較大。這樣可以減小直流的功率消耗，同時(shí)可以提高輸出功率。功率合成網(wǎng)絡(luò)的性能，對(duì)于輸出功率的提高是十分重要的MeasuredandmodeledS-parametersfor60umperiphery,single-stageamplifierusingatwo-fingerdevicewith30-umfingersMeasuredandmodeledS-parametersfor80umperiphery,single-stageamplifierusinga