多載波調(diào)制資料

多載波調(diào)制資料第1頁/共81頁2本節(jié)內(nèi)容OFDM的起源與發(fā)展OFDM的基本原理OFDM的調(diào)制快速傅里葉變換的應(yīng)用OFDM的系統(tǒng)模型保護(hù)間隔與循環(huán)前綴帶外功率輻射及加窗技術(shù)OFDM參數(shù)設(shè)計(jì)實(shí)例第2頁/共81頁OFDM的起源與發(fā)展1第3頁/共81頁4OFDM的起源與發(fā)展為了解決低效利用頻譜資源問題，在20世紀(jì)60年代提出一種思想，即使用子信道頻譜相互覆蓋的并行數(shù)據(jù)傳輸和頻分復(fù)用，要求每個子信道內(nèi)承載的信號傳輸速率為b，而且各子信道在頻域的距離也是b上述方案可避免使用高速均衡、對抗窄帶脈沖噪聲和多徑衰落、更充分地利用頻譜資源（OFDM雛形）。隨即，這種技術(shù)就被應(yīng)用到多種高頻軍事通信系統(tǒng)中，其中包括KINEPLEX，ANDEFT以及KNTHRYN等第4頁/共81頁5OFDM的起源與發(fā)展1971年，Weinstein和Ebert把離散傅里葉變換（DFT）應(yīng)用到并行傳輸系統(tǒng)中，作為調(diào)制和解調(diào)的一部分，不再利用帶通濾波器而是經(jīng)過基帶處理就可以直接實(shí)現(xiàn)正交頻分復(fù)用（OFDM產(chǎn)生）20世紀(jì)80年代中期，歐洲在數(shù)字音頻廣播（DAB）方案中采用OFDM體制，這一技術(shù)開始受到關(guān)注Wi-Fi和WiMAX技術(shù)的興起使得OFDM成為一種“時髦”的技術(shù)未來LTE系統(tǒng)下行多址方式為正交頻分多址（OFDMA），上行為基于正交頻分復(fù)用傳輸技術(shù)的單載波頻分多址（SC-FDMA）第5頁/共81頁6OFDM定義OFDM（OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing）是一種特殊多載波傳輸體制，它可被當(dāng)作一種調(diào)制技術(shù)，也可當(dāng)作一種復(fù)用技術(shù)選擇OFDM的一個主要原因在于該系統(tǒng)能夠很好地對抗頻率選擇性衰落第6頁/共81頁OFDM的基本原理2第7頁/共81頁8多載波調(diào)制–基本原理頻域劃分為多個相互重疊且正交的子信道；子載波的帶寬<信道“相干帶寬”時，信道是“非頻率選擇性信道”，經(jīng)歷的是“平坦衰落”符號持續(xù)時間<信道“相干時間”時，信道等效為“線性時不變”系統(tǒng)，降低時間選擇性衰落對系統(tǒng)影響第8頁/共81頁9正交頻分復(fù)用（OFDM）把一串高速數(shù)據(jù)流分解為若干速率低得多的子數(shù)據(jù)流將子數(shù)據(jù)流放置在對應(yīng)的子載波上將多個子載波合成，一起并行傳輸傳輸過程類似于用噴頭送水第9頁/共81頁10正交頻分復(fù)用（OFDM）第10頁/共81頁11OFDM的正交性對于任意兩個函數(shù)S1(t)和S2(t)，如果有則函數(shù)S1(t)和S2(t)在區(qū)間(0,T)上正交對于OFDM，設(shè)相鄰子載波的頻率間隔為1/T，T是符號的持續(xù)時間，任意一對子載波的內(nèi)積滿足第11頁/共81頁12OFDM的正交性ExampleoffoursubcarrierswithinoneOFDMsymbolSpectraofindividualsubcarriers

時域N個不同周期sin函數(shù)疊加頻域N個相互正交子載波疊加第12頁/共81頁13OFDM的正交性–時頻示意圖第13頁/共81頁OFDM的調(diào)制3第14頁/共81頁x(N-1),…,x(2),x(1),x(0)S/PX(0)X(1)X(2)X(3)X(N-1)…..∑x(t)timefrequencyfrequencytime...

OFDM調(diào)制—時域描述第15頁/共81頁以簡單BPSK調(diào)制為例，考察經(jīng)調(diào)制后輸出實(shí)部的基帶波形：-111-1S/P-1,1,1,-1

OFDM調(diào)制—時域描述第16頁/共81頁

OFDM調(diào)制—頻域描述第17頁/共81頁x(N-1),…,x(2),x(1),x(0)S/PX(0)X(1)X(2)X(3)X(N-1)…..∑x(t)ff…..

OFDM調(diào)制—頻域描述第18頁/共81頁

OFDM調(diào)制—頻域描述（仿真結(jié)果）第19頁/共81頁OFDM系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)—基本特點(diǎn)發(fā)射機(jī)在發(fā)射數(shù)據(jù)時，將高速串行數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)為低速并行數(shù)據(jù)，利用正交的多個子載波進(jìn)行數(shù)據(jù)傳輸；各個子載波使用獨(dú)立的調(diào)制器和解調(diào)器；各個子載波之間要求完全正交、收發(fā)完全同步；發(fā)射、接收機(jī)要精確同頻、同步，準(zhǔn)確進(jìn)行符號采樣；接收機(jī)進(jìn)行同步采樣，獲得數(shù)據(jù)，然后轉(zhuǎn)為高速串行；載波間相互重疊，具有很高的頻譜利用率。

第20頁/共81頁快速傅里葉變換的應(yīng)用4第21頁/共81頁

OFDM系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)—DFT和IDFT介紹DFT和IDFT定義

N樣本序列的N點(diǎn)離散Fourier變換(DFT)，以及其離散Fourier逆變換(IDFT)的定義如下：

其中頻域每個采樣點(diǎn)X[k]都是時域所有采樣點(diǎn)x[n]的線性疊加；時域每個采樣點(diǎn)x[n]都是頻域所有采樣點(diǎn)X[k]的線性疊加

第22頁/共81頁OFDM快速實(shí)現(xiàn)—

FFT和IFFT介紹例：16點(diǎn)時

IDFT：256次

基2FFT：24次

基4FFT：12次N點(diǎn)IDFT需N2

次復(fù)數(shù)乘法基2IFFT需N/2(log2N-1)次基4IFFT只需(3/4)N(log2N/2-1)次只存在{1,-1,j,-j}之間的相乘第23頁/共81頁基4IFFT蝶形算法經(jīng)過簡單相加和相位旋轉(zhuǎn)，生成四個輸出值例如，y1=x0+jx1-x2-jx3第24頁/共81頁基4算法—N=16點(diǎn)IFFT實(shí)施例存在兩級運(yùn)算：每級包括4個基4蝶形運(yùn)算；兩極之間存在過渡級對16個運(yùn)算結(jié)果實(shí)施相位旋轉(zhuǎn)（乘法）第25頁/共81頁FFT的使用直接推動OFDM從實(shí)驗(yàn)室走向?qū)嵱萌N離散傅里葉變換運(yùn)算量比較FFT點(diǎn)數(shù)越大，優(yōu)勢越明顯第26頁/共81頁OFDM的系統(tǒng)模型5第27頁/共81頁b=[0,0,0,1,1,0,1,1,….]b0=[0,0]b1=[0,1]b2=[1,0]b3=[1,1]X0=1X1=iX2=-1X3=-i…..發(fā)射機(jī)模型第28頁/共81頁DATACPCPCP發(fā)射機(jī)模型第29頁/共81頁發(fā)射機(jī)模型N個并行的符號X(k)經(jīng)過反傅立葉變換，得到一組序列x(n)，n=0，1，...N-1，被稱做一個OFDM符號

以T/N為周期進(jìn)行抽樣，得到的離散序列為第30頁/共81頁信號頻譜成型濾波(D/A)及射頻調(diào)制ftS(t)f第31頁/共81頁虛擬子載波定義不同于承載未知數(shù)據(jù)的子載波，一般以零值調(diào)制FFT/IFFT中的子載波常用形式將帶寬邊界處子載波設(shè)置為虛擬子載波主要作用實(shí)現(xiàn)可變帶寬

虛擬子載波第32頁/共81頁虛擬子載波廣泛應(yīng)用在DVB-T、CMMB、WLAN...等OFDM系統(tǒng)中多址接入OFDMASC-FDMA插入導(dǎo)頻（信道均衡）DC置零（防載波泄露）降低峰均比PAPR

第33頁/共81頁接收端模型

第34頁/共81頁假設(shè)：理想信道忽略高斯噪聲理想本振理想同步

接收端模型

第35頁/共81頁保護(hù)間隔與循環(huán)前綴6第36頁/共81頁OFDM系統(tǒng)中，需考慮兩種類型干擾載波間干擾Inter-carrierinterference(ICI)：同一FFT符號周期內(nèi)相鄰子信道或子載波間的串?dāng)_符號間干擾Inter-symbolinterference(ISI)：同一子信道在連續(xù)的時間間隔為T的FFT符號之間的串?dāng)_

結(jié)合OFDM時頻域結(jié)構(gòu)，可能的消除辦法干擾怎么辦第37頁/共81頁OFDM時頻域特性包含保護(hù)間隔的OFDM符號的時域和頻域表示TimeFrequencyTTg1/TSubchannelsFastFourierTransformGuardIntervalsSymbolsOFDM系統(tǒng)滿足Nyquist無碼間干擾準(zhǔn)則。由時頻對偶關(guān)系，通常系統(tǒng)中的碼間干擾(ISI)變成了OFDM系統(tǒng)中的子載波間干擾(ICI)。第38頁/共81頁多徑信道的沖擊響應(yīng)

第39頁/共81頁循環(huán)前綴（CyclicPrefix）為了最大限度地消除符號間干擾，在OFDM符號之間插

入保護(hù)間隔，其長度大于無線信道的最大時延擴(kuò)展，

這樣一個符號的多徑分量不會對下一個符號造成干擾為了避免空閑保護(hù)間隔，使得多徑傳播造成子載波間的

正交性破壞，將每個OFDM符號的后時中的樣點(diǎn)

復(fù)制到OFDM符號的前面，形成循環(huán)前綴(CyclicPrefix)Ng第40頁/共81頁循環(huán)前綴（CyclicPrefix）Ng①第41頁/共81頁循環(huán)前綴的作用m

-1m

-1ZPCPmmm

+1m

+1ZPCPZPCPm

-1m

-1ZPCPmmm

+1m

+1ZPCPZPCPNNg防止OFDM子載波間干擾防止OFDM符號間干擾降低對定時偏差的敏感程度第42頁/共81頁循環(huán)后綴（CyclicPostfix）循環(huán)后綴與循環(huán)前綴作用一樣基準(zhǔn)位置不同第43頁/共81頁循環(huán)前綴—系統(tǒng)原理多徑情況下空閑保護(hù)間隔造成子載波間干擾帶循環(huán)前綴的OFDM符號避免ISI圖示GuardtimeFFTintegrationtime=1/carrierspacingGuardtimeFFTintegrationtime=1/carrierspacingOFDMsymboltimeOFDMsymboltimeSubcarrier#1Delayedsubcarrier#2Partofsubcarrier#2causingICIonsubcarrier#1例如：.第44頁/共81頁OFDM系統(tǒng)的保護(hù)間隔保護(hù)間隔

CyclicPrefix在OFDM系統(tǒng)中保護(hù)間隔使用循環(huán)前綴(CP)相鄰的兩個符號被一段時間隔離防止符號間干擾（ISI）為符號時間同步提供方便

加入保護(hù)間隔的OFDM符號波形/符號樣值第45頁/共81頁為了消除碼間干擾，需要在OFDM的每個符號中插

入保護(hù)間隔，只要保間隔大于多徑時延擴(kuò)展，則

一個符號的多徑分量不會干擾相鄰符號保護(hù)時間內(nèi)可以完全不發(fā)送信號（ZP），但此時

由于多徑效應(yīng)的影響，子載波不能保持相互正交，

從而引入子載波間干擾x(t)h(t)y(t)ttttt無保護(hù)間隔SymbolChannelDistortedSymbolOFDM系統(tǒng)的保護(hù)間隔第46頁/共81頁兩徑信道中OFDM符號的傳輸

第47頁/共81頁

OFDM系統(tǒng)接收端正交性討論下標(biāo)k表示了第k個并行的受調(diào)數(shù)據(jù)及第k個子載波，

為頻域的序號下標(biāo)n表示了一個OFDM符號以T/N為周期進(jìn)行抽

樣的第n個抽樣點(diǎn)，為時域的序號第48頁/共81頁OFDM系統(tǒng)接收端正交性討論由于各個子載波的正交特性，特定點(diǎn)始終為0傳輸信號的子載波上的響應(yīng)為1第49頁/共81頁多徑時延與保護(hù)間隔示意圖(a)多徑時延小于保護(hù)間隔；(b)多徑時延超過保護(hù)間隔為OFDM符號周期的3%(c)多徑時延超過保護(hù)間隔為OFDM符號周期的10%第50頁/共81頁帶外功率輻射及加窗技術(shù)7第51頁/共81頁OFDM符號的功率譜密度考慮一個OFDM信號的傳輸，功率歸一化的OFDM信號的復(fù)包絡(luò)為OFDM符號的功率譜密度為N個子載波上的信號的功率譜密度之和帶外以sinc函數(shù)衰減

第52頁/共81頁OFDM的頻譜利用率高當(dāng)子載波數(shù)較大時，OFDM信道的頻譜接近矩形有效利用了頻譜頻譜效率第53頁/共81頁隨著載波數(shù)目增大，OFDM信號的帶外衰減也變大了由于在OFDM符號邊界有尖銳的相位跳變，其帶外衰減比較慢為使OFDM信號的帶外衰減更快，可以采用對單個OFDM符號加窗的辦法。OFDM的窗函數(shù)可以使信號的幅度在符號邊界更平滑的過渡到0未加窗的OFDM功率譜第54頁/共81頁常用的窗函數(shù)常用的窗函數(shù)是升余弦滾降窗，定義如下：第55頁/共81頁加窗技術(shù)OFDM加窗后的時序結(jié)構(gòu)

OFDM加窗處理過程如下：首先N個符號進(jìn)行IFFT

運(yùn)算，然后將IFFT輸出尾部的個樣值插入

OFDM符號頭部，將IFFT輸出頭部的個樣值

插入OFDM符號尾部。最后乘以窗函數(shù)

，與前一個

OFDM符號區(qū)域內(nèi)的樣值迭加，形成最終的信

號形式。第56頁/共81頁OFDM時域加窗頻域帶外衰減示意圖加窗技術(shù)第57頁/共81頁加窗后的功率譜第58頁/共81頁

增大滾降因子，雖然能夠使帶外衰減更快，但降低OFDM系統(tǒng)對于多徑時延的容忍能力在實(shí)際系統(tǒng)設(shè)計(jì)中，應(yīng)選擇合適的滾降因子，不適當(dāng)?shù)募哟皩?dǎo)致OFDM系統(tǒng)引入ISI和ICI加窗和多徑時延容忍第59頁/共81頁OFDM參數(shù)設(shè)計(jì)實(shí)例8第60頁/共81頁參數(shù)選擇與設(shè)計(jì)流程OFDM參數(shù)的選擇是OFDM系統(tǒng)設(shè)計(jì)的關(guān)鍵，一般首先確定三個參數(shù)：帶寬(Bandwidth)，比特率(BitRate)及保護(hù)間隔(GuardInterval)首先，確定保護(hù)間隔，其長度一般為移動環(huán)境信道時延擴(kuò)展均方根值的2~4倍；其次，確定OFDM符號長度，一般為保護(hù)間隔的6到8倍（帶來的單位比特信噪比損耗約1dB）；最后，OFDM子載波數(shù)量由-3dB帶寬除以子載波間隔（符號周期倒數(shù)）得到，也可以由所要求的比特速率除以子信道比特速率得到。第61頁/共81頁OFDM符號周期和調(diào)制模式OFDM符號周期T對子載波間隔和譯碼的等待周期都有影響，為了保證數(shù)據(jù)吞吐量，子載波數(shù)和FFT長度較大，這樣就導(dǎo)致OFDM符號周期的增大。另一方面，載波頻偏和相位穩(wěn)定性會影響兩個子載波之間間隔的設(shè)定，如果為移動接收，間隔必須足夠大才能使多普勒頻偏忽略不計(jì)；OFDM的調(diào)制模式可基于功率或頻譜利用率來選擇。調(diào)制的類型用復(fù)數(shù)表示為x[n]=a[n]+jb[n]，實(shí)部、虛部代表16QAM中的(±1，±3)，或QPSK中的±1?？傊恳粋€子載波上的調(diào)制模式是數(shù)據(jù)率需求與傳輸穩(wěn)定性之間的折中；OFDM另一個優(yōu)點(diǎn)是不同子載波可由分層服務(wù)使用不同調(diào)制模式。第62頁/共81頁子載波數(shù)

子載波平坦衰落

頻偏敏感程度夠小信號參數(shù)

S/P前符號周期

Tn

循環(huán)前綴長度

Tg

子載波數(shù)目

N信道參數(shù)

最大時延擴(kuò)展

Tm

最大多普勒頻移

fD在HDTV應(yīng)用中，子載波數(shù)大概在幾千到幾萬的范圍之內(nèi)，以適應(yīng)數(shù)據(jù)速率和保護(hù)間隔的要求傳輸效率避免ISI第63頁/共81頁64如何選擇OFDM子載波數(shù)N

N越大,頻譜效率越高N越大,FFT復(fù)雜度越大（）N越大,子載波間隔越小,移動性越差

信道帶寬一定,子載波間隔和N成反比N應(yīng)是多普勒頻移、最大信道延遲、頻譜效率之間折中第64頁/共81頁常見OFDM系統(tǒng)系統(tǒng)FFT大小(N)有用子載波數(shù)子載波間隔(kHz)信道帶寬(MHz)采樣符號率Ts(MHz)OFDM符號周期(sec)數(shù)據(jù)率Mbits/sHyperLAN/264524312.516.25203.20.86-54802.11a64524312.516.56203.20.86-54DVB-T2048819217124.4647.6439.1742245-32DAB2048102415361.001.5362.04824/48/96msec3.072ADSL2566436-1277-284.31251.1041.104231.90.64-8.192第65頁/共81頁實(shí)際信道參數(shù)時延擴(kuò)展特性環(huán)境時延擴(kuò)展住宅<50ns辦公室~100ns工廠200~300ns郊區(qū)<10us第66頁/共81頁具體實(shí)例根據(jù)下列參數(shù)設(shè)計(jì)OFDM系統(tǒng)：1.比特率20Mbit/s2.可容忍的時延擴(kuò)展200ns3.帶寬<15MHz設(shè)計(jì)流程：1.確定保護(hù)間隔：保護(hù)間隔=4（倍）X時延擴(kuò)展（200ns）：4X200ns

=

800ns第67頁/共81頁2.確定OFDM符號周期長度：OFDM符號周期長度=

6(倍)X保護(hù)間隔：6X800ns

=4.8usOFDM符號有用信號時間長度：T=4.8us-0.8us=5X800ns

=4us子載波間隔：3.確定子載波數(shù)量：==20Mbit/s

1/

4.8μs=

96bit

單個OFDM符號傳送比特?cái)?shù)

系統(tǒng)比特速率OFDM符號速率方案

1：16QAM

+

R=1/2

信道編碼，每個子載波傳送

2

bit

信息96bit

2bit

子載波個數(shù)==

48

信號帶寬=250KHz×48=12MHz<15MHz具體實(shí)例第68頁/共81頁方案2：QPSK

+

R=3/4信道編碼，每個子載波傳送1.5

bit信息

96bit1.5bit

子載波個數(shù)==

64

信號帶寬=250kHz×64=16MHz

>15MHz

為了滿足傳輸帶寬要求，選擇第一種方案4.利用快速傅立葉變換（FFT）和逆變換（IFFT）實(shí)現(xiàn)：

FFT/IFFT

運(yùn)算時間內(nèi)和符號間隔內(nèi)的采樣數(shù)量必須為整數(shù)

利用

64

點(diǎn)

FFT/IFFT

實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)設(shè)計(jì)，其中

16

個子載波補(bǔ)零具體實(shí)例第69頁/共81頁需要注意的問題注意：FFT/IFFT運(yùn)算時間內(nèi)和符號間隔內(nèi)的采樣數(shù)量必須為整數(shù)為了滿足這一條件，必須對系統(tǒng)設(shè)計(jì)做一些調(diào)整。問題：上述設(shè)計(jì)中FFT/IFFT必須采用64個采樣點(diǎn)，以保證子載波間的正交性第70頁/共81頁

采樣速率：

644.0us=16MHz；

但在4.8us內(nèi)，4.8us×16MHz=76.8，采樣數(shù)量不是整數(shù)；

解決方案：稍微改變上述參數(shù)選取4.8us內(nèi)采樣數(shù)量為

78，則采樣速率：

784.8us=16.25MHz；FFT/IFFT

運(yùn)算時間長度：

6416.25MHz=3.9385us

<

4us；保護(hù)間隔：