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文檔簡介
c7-第10章+信源編碼第一頁,共120頁。信源編碼
通信原理(第7版)第10章樊昌信曹麗娜編著第二頁,共120頁。
本章內(nèi)容:
第10章信源編碼
抽樣—低通信號和帶通信號量化—標量(均勻/非均勻)和矢量脈沖編碼調制—PCM、DPCM、ADPCM增量調制—?M時分復用
—TDM、準同步數(shù)字體系(PDH)壓縮編碼—語音、圖像和數(shù)字數(shù)據(jù)第三頁,共120頁。引言§10.1第四頁,共120頁。
引言為什么要數(shù)字化?
壓縮編碼;模/數(shù)轉換信源編碼的作用:
波形編碼和參量編碼A/D轉換(數(shù)字化編碼)的技術:
A/D
→
數(shù)字方式傳輸
→D/A模擬信號數(shù)字化傳輸?shù)娜齻€環(huán)節(jié):
“抽樣、量化和編碼”波形編碼的三個步驟:
PCM、DPCM、
?M波形編碼的常用方法:6、7、8章①②第五頁,共120頁。第六頁,共120頁。模擬信號de抽樣§10.2抽樣定理---模擬信號數(shù)字化和時分多路復用的理論基礎第七頁,共120頁。§10.2.1低通模擬信號的抽樣定理定理:第八頁,共120頁。證明:設單位沖激序列:其周期T=
抽樣間隔Ts抽樣過程可看作是m(t)與δ
T(t)的相乘。因此
,理想抽樣信號為:其頻譜為:
1/Tsn=0第九頁,共120頁。
理想抽樣過程的波形和頻譜:第十頁,共120頁。因此,抽樣速率
必須滿足:
fsfH這就從頻域角度證明了低通抽樣定理。此時,不能無失真重建原信號。
混疊失真:第十一頁,共120頁。重建原信號
:低通濾波器HL(f)第十二頁,共120頁。內(nèi)插公式第十三頁,共120頁。抽樣與恢復原理框圖:第十四頁,共120頁?!?0.2.2帶通模擬信號的抽樣定理定理:第十五頁,共120頁。ffHfL-fL-fH0BffHfL-fL-fHB-2B-3B-B2B3B|M(f)||Ms(f)|3fs2fH=6BfH=nBfH=3Bfs=2B
3fsfHfL-fL-fHB-2B-3B-B2B3Bf0Bf|M(f)|2fH=2(3+k)BfHfL-fL-fHfH=nB+kBfH=3B+kB2(3+k)B=3fs推廣:
n=任意整數(shù)2(n+k)B=nfs第十六頁,共120頁。
fs與fL
關系n=1n=2n=3n=4n=5n=6第十七頁,共120頁。模擬脈沖調制§10.3第十八頁,共120頁。PAM、PDM、PPM第十九頁,共120頁。實際抽樣??——自然抽樣的PAM對比:---理想抽樣---自然抽樣m(t)第二十頁,共120頁。
自然抽樣過程的波形和頻譜:第二十一頁,共120頁。
自然抽樣與恢復原理框圖:理想抽樣:自然抽樣:理想沖激序列實際脈沖序列s(t)恢復:均可用理想低通濾波器取出原信號。第二十二頁,共120頁。實際抽樣??
——
平頂抽樣的PAM
特點:每個樣值脈沖的頂部是平坦的。m(t)
產(chǎn)生:抽樣保持第二十三頁,共120頁。n=0
恢復:修正+低通濾波第二十四頁,共120頁。模擬信號de量化§10.4西安電子科技大學通信工程學院
量化——幅度上離散化量化后的信號——多電平數(shù)字信號第二十五頁,共120頁。抽樣值分層電平§10.4.1量化原理量化電平量化間隔量化值
——
用有限個量化電平表示無限個
抽樣值。qi=q1~qMmi抽樣值量化信號值第二十六頁,共120頁。抽樣值量化值量化噪聲[a,b]設抽樣信號的取值范圍量化電平數(shù)M則量化間隔量化電平(中點)分層電平(端點)§10.4.2均勻量化——等間隔劃分輸入信號的取值域第二十七頁,共120頁。的均方值---量化噪聲功率為:
信號量噪比S/Nq輸入樣值信號的概率密度——量化器的性能指標之一mk=
m(kTs)mq=
mq(kTs)
量化噪聲信號mk的平均功率:
信號量噪比——信號功率與量化噪聲功率之比:
第二十八頁,共120頁。量化噪聲功率解:平均信號量噪比
含義?第二十九頁,共120頁。均勻量化的缺點應用:主要用于概率密度為均勻分布的信號,如遙測遙控信號、圖像信號數(shù)字化接口中?!颍?/p>
Nq與信號樣值大小無關,僅與量化間隔V有關。解決方案:非均勻量化第三十頁,共120頁?!?0.4.3非均勻量化——量化間隔不相等的量化方法壓大補小y=f(x)
對數(shù)特性提高小信號的量噪比第三十一頁,共120頁。-壓縮輸出-擴張輸入在接收端,需要采用一個與壓縮特性相反的擴張器來恢復信號。入出壓縮特性擴張?zhí)匦詨嚎s-擴張?zhí)匦裕旱谌?,?20頁。均勻量化……壓縮特性第三十三頁,共120頁。第三十四頁,共120頁。
ITU的兩種建議:第三十五頁,共120頁。非均勻量化x-歸一化輸入電壓y
-歸一化輸出電壓1.A壓縮律y11第三十六頁,共120頁。第三十七頁,共120頁。
2.
A律13折線第三十八頁,共120頁。對稱輸入13折線壓縮特性第三十九頁,共120頁。
A律和
律不易用電子線路準確實現(xiàn),實用中分別采用
13折線和15折線。3
.
壓縮律及其
15
折線
=0
時無壓縮效果非均勻量化第四十頁,共120頁。
15
折
線K1=32
大信號的量化性能比A律稍差。小信號的量噪比是A律的2倍。第四十一頁,共120頁。脈沖編碼調制§10.5西安電子科技大學通信工程學院
PulseCodeModulation,
PCM
——模擬信號數(shù)字化方式之一
第四十二頁,共120頁。§10.5.1
PCM的基本原理
PCM系統(tǒng)原理框圖第四十三頁,共120頁。模擬信號數(shù)字化過程---“抽樣、量化和編碼”第四十四頁,共120頁。具有鏡像特性特點:①簡化編碼過程優(yōu)點:②誤碼對小電壓的影響小表10
│4自然二進碼和折疊二進碼§10.5.2
常用二進制碼——編碼考慮的問題之一第四十五頁,共120頁。第四十六頁,共120頁。極性碼:表示樣值的極性。正編“1”,負編“0”段落碼:表示樣值的幅度所處的段落段內(nèi)碼:16種可能狀態(tài)對應代表各段內(nèi)的16個量化級
在A律13折線PCM編碼中,共計:——
需將每個樣值脈沖(Is
)編成8位
二進制碼:碼位的選擇與安排——之二,關乎通信質量和設備復雜度第四十七頁,共120頁。表10-5段落碼表10-6段內(nèi)碼第四十八頁,共120頁。---歸一化輸入電壓的最小量化單位——之三,確定樣值所在的段落和量化級起始電平和量化間隔(幅值)第四十九頁,共120頁。C5的權值——8ΔViC6的權值——4ΔViC7的權值——2ΔViC8的權值——1ΔVi段內(nèi)碼的權值:ΔVi
——第
i
段的量化間隔。不同段落,
ΔVi不同。前兩段相同第五十頁,共120頁?!縼硪粋€樣值脈沖就送出一個PCM碼組§10.5.3
電話信號的編譯碼器——編碼的實現(xiàn)任務
——
把每個樣值脈沖編出相應的8位二進碼。第五十一頁,共120頁。極性判決:確定樣值信號的極性,編出極性碼:整流器:雙單(樣值的幅度大?。?。保持電路:使每個樣值的幅度在7
次比較編碼過程中保持不變。比較器(核心):將樣值電流Is與標準電流Iw進行逐次比較,
使Iw向Is逐步逼近,從而實現(xiàn)對信號抽樣值的非均勻量化和編碼。
若Is>Iw,輸出“1”碼
若Is<Iw,輸出“0”碼記憶電路:寄存前面編出的碼,以便確定下一次的標準電流值Iw。7/11變換:將7位非線性碼轉換成
11位線性碼,以便恒流源產(chǎn)生所需的標準電流Iw。各部件的功能:PAM信號類似天平稱物過程第五十二頁,共120頁?!恍?位(非線性)編碼
以
?對13折線正極性的8個段落進行均勻量化,則量化級數(shù):非線性碼非均勻量化:——需要11位(線性)編碼
非線性碼與線性碼(7/11):
稱為線性PCM編碼對應稱為非線性/對數(shù)PCM編碼線性碼均勻量化:對應第五十三頁,共120頁。(1)極性碼:C1=
1(正)(2)段落碼:C2
C3
C4(3)段內(nèi)碼:C5
C6C7
C8
PCM碼組
C1~
C8
=11110011=111(第⑧段)=
0011解例IW4IW5IW6IW7起始1024
?V8=641270第五十四頁,共120頁。IS=+1270Is>IWi→1Is
≤IWi→0IW1IW2IW3第五十五頁,共120頁。它與逐次比較型編碼器中的本地譯碼器基本相同,不同的是:增加了極性控制部分和帶有寄存讀出的7/12位碼變換電路。
譯碼——
把PCM信號
相應的PAM樣值信號,即D/A變換。A律13折線譯碼器原理框圖第五十六頁,共120頁。各部分功能:7/12變換電路:
將7位非線性碼轉變?yōu)?2位線性碼。目的:增加一個?Vi
/2恒流電流,人為地補上半個量化級,使最大量化誤差不超過?Vi
/2,從而改善量化信噪比。串/并變換記憶電路:將串行PCM碼變?yōu)椴⑿写a,并記憶下來。極性控制:根據(jù)收到的極性碼
C1來控制譯碼后PAM信號的極性。編碼器中
7/11寄存讀出電路:將輸入的串行碼在存儲器中寄存起來,待全部接收后再一起讀出,送入解碼網(wǎng)絡。實質上是進行串/并變換。12位線性解碼電路:由恒流源和電阻網(wǎng)絡組成,與編碼器中解碼網(wǎng)絡類同。它是在寄存讀出電路的控制下,輸出相應的PAM信號。第五十七頁,共120頁。解例1270由上例可知,編碼電平
:IC=1216△因此,譯碼電平:ID=
IC+?Vi/2=1216+64/2=1248△
編碼后誤差:
(Is-IC)=54
△譯碼后誤差
:|
Is-ID
|=22
△
第五十八頁,共120頁。
PCM信號的比特率和帶寬傳輸帶寬:
若采用非歸零矩形脈沖傳輸時,譜零點帶寬為例如:一路模擬話路帶寬為B=4kHz一路數(shù)字電話帶寬為問題:PCM信號占用的頻帶比標準話路帶寬要寬很多倍。B=8000×8=64kHz如何解決?詳見10.6節(jié)
第五十九頁,共120頁。§10.5.4PCM系統(tǒng)中噪聲的影響PCM系統(tǒng)
輸
出:兩種噪聲:∵產(chǎn)生機理不同∴相互獨立∥++——信號成分(So)——加性噪聲(Na)——量化噪聲(Nq)性能指標:抗量化噪聲性能抗加性噪聲性能總輸出信噪比第六十頁,共120頁。含義:當?shù)屯ㄐ盘栕罡哳l率fH給定時,PCM系統(tǒng)的輸出信號量噪比隨系統(tǒng)的帶寬B按指數(shù)規(guī)律增長??沽炕肼曅阅芸辜有栽肼曅阅躊CM系統(tǒng)最小帶寬——帶寬與信噪比互換第六十一頁,共120頁。假設條件:自然碼、均勻量化、輸入信號為均勻分布。總輸出信噪比第六十二頁,共120頁。
差分脈沖編碼調制§10.6DifferentialPCM,
DPCM
——
PCM的改進型,是一種預測編碼方法第六十三頁,共120頁。
預測編碼簡介
問題引出PCM需用64kb/s
的比特率傳輸1路數(shù)字電話信號,這意味,其占用頻帶比
1路模擬標準話路帶寬(4kHz)要寬很多倍。
解決思路究其根源:PCM是對每個樣值獨立地編碼,與其他樣值無關?!虼?,降低編碼信號的比特率、壓縮信號的傳輸頻帶是語音編碼技術追求的目標。
——∵信號抽樣值的取值范圍較大——
從而導致數(shù)字化信號的比特率高,占用帶寬大?!?/p>
需要較多的編碼位數(shù)第六十四頁,共120頁。
方法之一——預測編碼
線性預測——利用前面幾個抽樣值的線性組合來預測當前時刻的樣值。——若僅用前面
一個抽樣值預測當前的樣值,即為DPCM。
對相鄰樣值的差值進行編碼第六十五頁,共120頁。
線性預測編碼/譯碼原理框圖表明:預測值mk
是前面p個帶有量化誤差的抽樣信號值的加權和。p-
預測階數(shù)
ai-
預測系數(shù)當
時
?
DPCM
p
=1a1=1第六十六頁,共120頁?!?0.6.1差分脈沖編碼調制(DPCM)原理與性能當
p
=1,a1=1,則有mk
=mk-1*,表示只將前一個抽樣值——DPCM:對相鄰樣值的差值進行編碼。當做預測值。預測器預測器
DPCM原理第六十七頁,共120頁。
DPCM性能DPCM系統(tǒng)的量化誤差(量化噪聲)為:
DPCM系統(tǒng)的信號量噪比:為信號平均功率;為預測誤差(量化器輸入)的平均功率;是把預測誤差作為輸入信號時量化器的信號量噪比;差分處理增益
約為6~11dB
第六十八頁,共120頁。
ADPCM是為了改善
DPCM的性能,而將自適應技術引入到量化和預測過程。其主要特點:①用自適應量化取代固定量化。自適應量化指量化臺階隨信號的變化而變化
,使量化誤差減小。
②用自適應預測取代固定預測。自適應預測指預測系數(shù)可隨信號的統(tǒng)計特性而自適應調整
,提高預測信號的精度。通過這二點改進,可大大提高輸出信噪比和編碼動態(tài)范圍。自適應差分脈碼調制(ADPCM,Adaptive
DPCM)
ADPCM
能以32kb/s的比特率達到64kb/s的PCM
數(shù)字電話質量。極大地節(jié)省了傳輸帶寬,使經(jīng)濟性和有效性顯著提高。第六十九頁,共120頁。第七十頁,共120頁。增量調制(ΔM&DM)§10.7——一種最簡單的DPCM第七十一頁,共120頁?!?0.7.1增量調制(ΔM)
原理引言即對預測誤差進行1位編碼量化電平數(shù)取2
第七十二頁,共120頁。
增量調制原理框圖第七十三頁,共120頁。
增量調制波形圖第七十四頁,共120頁。
如何選擇
和fs
(2)過載量化噪聲(1)一般量化噪聲§10.7.2增量調制系統(tǒng)中的量化噪聲很大≤譯碼器的最大跟蹤斜率:不過載條件:第七十五頁,共120頁。fs
選大:對減小過載噪聲和一般量化噪聲都有利。因此,對于語音信號而言,
ΔM的抽樣頻率在幾十千赫~百余千赫。選大:
有利于減小過載噪聲
,但一般量化噪聲增大。——原因:簡單ΔM的量化臺階是固定的,難以使兩者都不超過要求?!鉀Q:采用自適應ΔM,使量化臺階隨信號的變化而變化。為了避免過載和增大編碼范圍,應合理選擇和fs
!第七十六頁,共120頁。時,編碼1010101010?時,編碼1010101010?=
/2起始編碼電平Amin編碼范圍:第七十七頁,共120頁。最大編碼電平(臨界過載振幅)為:其斜率若不過載,應要求:可見,當跟蹤斜率一定時,允許的信號幅度隨信號頻率??k的增加而減小,這將導致語音高頻段的信號量噪比下降。即設最大編碼電平Amax第七十八頁,共120頁。信號最大功率:由Amax可得信號量噪比假定不過載,基本量化噪聲為:量化噪聲功率:
e(t)=m(t)-m(t)e(t)e(t)是低通濾波前的量化噪聲,
m(t)是譯碼積分器輸出波形;變化區(qū)間為(-,+)。第七十九頁,共120頁。第八十頁,共120頁。則基本量化噪聲通過截止頻率為fm的低通濾波器后,其功率為:可見,此量化噪聲功率Nq只與量化臺階及
fm
/fs
有關,而與輸入信號大小無關??梢姡畲笮盘柫吭氡扰c抽樣頻率fs的3次方成正比,而與信號頻率fk的平方成反比。因此,提高fs能顯著增大ΔM的量噪比。
第八十一頁,共120頁。第八十二頁,共120頁。時分復用(TDM)§10.8——TimeDivisionMultiplexing第八十三頁,共120頁。(a)時分多路復用原理m
i(t)低通1低通2低通N信道低通1低通2低通N同步旋轉開關m1(t)m2(t)m2(t)m1(t)mN(t)mN(t)§10.8.1基本概念實際電路中,用抽樣脈沖取代第八十四頁,共120頁。m1(t)m2(t)1幀Ts/NTs+Ts/N時隙12Ts+Ts/N3Ts+Ts/NTs2Ts3Ts4TsTs2Ts3Ts4Ts(b)信號m1(t)
的采樣(c)信號m2(t)
的采樣(d)旋轉開關采樣到的信號第八十五頁,共120頁。TDM的主要優(yōu)點:第八十六頁,共120頁。對于時分復用數(shù)字電話通信系統(tǒng),ITU制定了兩種準同步數(shù)字體系(PDH)的建議:§10.8.2準同步數(shù)字體系
以上兩種體系的層次、路數(shù)和比特率如表所示:第八十七頁,共120頁。
第八十八頁,共120頁。E
體系結構圖:第八十九頁,共120頁。偶幀TS0奇幀TS0PCM一次群的幀結構:第九十頁,共120頁。隨路信令:第九十一頁,共120頁。每路PCM語音信號的抽樣頻率:采樣周期:fs=8000Hz---幀時間一幀共含比特,∴PCM一次群的比特率:
Ts=125
s比特率第九十二頁,共120頁。矢量量化§10.9第九十三頁,共120頁。矢量量化——n個抽樣值被成組量化——每個抽樣值被逐個量化標量量化1維
---標量信號m(kTS)n維---矢量信號x=(x1,x2,…,xn)[a,b]劃分成量化區(qū)間?ViRn劃分成
量化區(qū)域
Ri
量化電平qi
量化矢量qi
=(qi1,qi2,…,qin)Rn?n維歐幾里得空間第九十四頁,共120頁。若對這些量化矢量qi進行編號,則用log2
K比特就足以表示這
K個量化矢量的編號。即傳輸n個抽樣值需要log2
K比特,故定義編碼速率等于:R=(log2
K)
/n
比特/抽樣值設有一個矢量量化器對語音信號抽樣值量化。語音信號的抽樣速率fs=8kb/s,量化器將量化空間劃分為k=256個量化區(qū)域,用n=8維矢量對抽樣量化。求該矢量量化器的碼率和編碼信號傳輸速率。解例碼率R=(log2
K)
/n=(log2256)/8=1比特/抽樣值傳輸速率
=
fs
R=80001=8000比特/秒第九十五頁,共120頁。
全部量化矢量qi
的集合稱為碼片。
量化矢量qi
=(qi1,qi2,…,qin)通常稱為碼字或碼矢。設計原則:按照使量化誤差最小的原則,
劃分區(qū)域Ri和選擇量化值qi。矢量量化器的最佳設計非均勻劃分——有利于減小量化誤差統(tǒng)計平均值。第九十六頁,共120頁。
常用失真測度d
的統(tǒng)計平均值D
衡量:D=E[d
(x,qi)]矢量量化器的量化誤差常用的失真測度準則:1)平方失真測度:2)絕對誤差失真測度:設計矢量量化器de關鍵是設計使失真測度統(tǒng)計平均值D最小的碼書。第九十七頁,共120頁。矢量量化系統(tǒng)原理方框圖在編碼端,n維輸入信號矢量x與碼書中的各個碼字比較,找到失真最
小的碼字qi;然后將其編號i(經(jīng)過編碼)傳輸?shù)阶g碼端。在譯碼端,收到i(的編碼)后,經(jīng)過譯碼得到i的值,再從碼書中尋
找到x的量化矢量qi。顯然,矢量量化是一種有損壓縮編碼,但它的壓縮性能比標量量化的好。第九十八頁,共120頁。
語音壓縮編碼§10.10第九十九頁,共120頁。波形編碼參量編碼混合編碼分類要求保持語音波形不變,或使波形失真盡量小保持語音的可懂度和清晰度盡量高保持語音的可懂度和清晰度盡量高---均屬于有損壓縮編碼波~參~混~第一百頁,共120頁。1語音參量編碼——
將語音的主要參量提取出來編碼。發(fā)音器官和發(fā)音原理次聲門系統(tǒng)聲門聲道發(fā)音器官包括肺/支氣管/氣管,是產(chǎn)生語音的能量來源。包括咽腔/鼻腔/口腔及其附屬器官(舌/唇/齒等)。指喉部兩側的聲帶及聲帶間的區(qū)域。從次聲門送來的氣流,在經(jīng)過聲門時,若聲帶振動,則產(chǎn)生濁音;若聲帶不振動,則產(chǎn)生清音。濁音具有周期性:第一百零一頁,共120頁。
周期決定于聲帶的振動。聲帶振動的頻譜中包含:清音僅是次聲門產(chǎn)生的準平穩(wěn)氣流聲,它的波形很像隨機起伏的噪聲,如圖基音——最低的頻率成分。基音頻率決定了聲音的音調(或稱音高)基音的諧波——與聲音的音色有關。從聲門來的氣流,通過聲道從口和鼻送出。聲道相當一個空腔,類似電路中的濾波器,它使聲音通過時波形和強度都受到影響。人在發(fā)聲時,聲道在變化,所以聲道相當一個時變線性濾波器。第一百零二頁,共120頁。語音參量及其提取方法語音輸出濁音或清音(U/V)判決、濁音的基音周期(Tp)、聲門輸出的強度(U(z))、音量(G)、和聲道參量(濾波器傳輸函數(shù)H(z))等五個參量。從上述發(fā)音原理可以構造出語音產(chǎn)生模型:由于人的說話速率不高,可假設在很短的(如20ms)時間間隔內(nèi),上述五個參量參量都是不變的。第一百零三頁,共120頁。在發(fā)送端,在每一短時間間隔(如20ms)內(nèi),從語音中提取出上述五個參量加以編碼,然后傳輸。在接收端,對接收信號解碼后,用這五個參量就可以按照上圖的模型恢復原語音信號。按照這一原理對語音信號編碼,由于利用了語音產(chǎn)生模型慢變化的特性,使編碼速率可以大大降低。典型的編碼速率可以達到2.4kb/s。這種參量編碼器通常稱為聲碼器。綜上所述,參量編碼的基本原理是首先分析語音的短時頻譜特性,提取出語音的頻譜參量,然后再用這些參量合成語音波形。所以這種壓縮編碼方法是一種合成/分析編碼方法。第一百零四頁,共120頁。
參量編碼缺點聲音質量較差,通常不能滿足公用通信網(wǎng)的要求。原因主要是送入時變線性濾波器的激勵過于簡單化:簡單地將語音分為濁、清兩類,忽略了濁音和清音之間的過渡音(見圖);以及濁音時在20ms內(nèi)的激勵脈沖波形和周期不變,清音時的隨機噪聲也不變。——主要是改進線性濾波器的激勵。2語音混合編碼——既采用了語音參量又包括了部分語音波形信息的編碼。
改進途徑混合編碼除了采用時變線性濾波器作為其核心外,還在激勵源中加入了語音波形的某種信息,從而改進其合成語音的質量。第一百零五頁,共120頁。
混合編碼方案在海事衛(wèi)星系統(tǒng)中采用的9.6kb/s編碼速率的多脈沖激勵線性預測編碼(MPE-LPC);在第二代蜂窩網(wǎng)GSM標準中采用的13kb/s編碼速率的規(guī)則脈沖激勵-長時預測-線性預測編碼
(RPE-LTP-LPC);在美國聯(lián)邦標準FS1016中采用的4.8kb/s編碼速率的碼激勵線性預測(CELP);在ITU-T標準G.728中采用的16kb/s編碼速率的低時延碼激勵線性預測(LD-CELP);在ITU-T標準G723.1中和第三代移
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