ADI - 您真的能通過運(yùn)算放大器實(shí)現(xiàn)ppm嗎？-設(shè)計(jì)應(yīng)用

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工業(yè)和醫(yī)療設(shè)計(jì)推動(dòng)產(chǎn)品的和速度日益提高。模擬集成電路行業(yè)總體能夠跟上速度的發(fā)展要求，但在要求上卻有所不足。許多系統(tǒng)都競相邁入1ppm之列，特別是如今，1ppm的線性ADC日益普遍。本文將介紹運(yùn)算放大器的局限性，以及如何選擇為數(shù)不多的有可能達(dá)到1ppm的運(yùn)算放大器。另外，我們還將介紹一些針對現(xiàn)有運(yùn)算放大器局限性的應(yīng)用改善。

（Accuracy）與數(shù)值相關(guān)：系統(tǒng)特性與真實(shí)數(shù)值之間的差距。精密（Precision）是以數(shù)字形式表示的數(shù)值深度。在本文中，我們將使用一詞，它包括噪聲、偏移、增益誤差和非線性度等系統(tǒng)測量的所有限制。許多運(yùn)算放大器的某些誤差在ppm量級，但沒有個(gè)運(yùn)算放大器的所有誤差都達(dá)到了ppm量級。例如，斬波放大器可提供ppm級的失調(diào)電壓、直流線性度和低頻噪聲，但它們的輸入偏置電流和頻率線性度存在問題。雙極性放大器具有低寬帶噪聲和良好的線性度，但其輸入電流仍可能導(dǎo)致內(nèi)部電路誤差（對于內(nèi)部電路，我們將使用“應(yīng)用”一詞）。MOS放大器具有出色的偏置電流，但通常在低頻噪聲和線性度領(lǐng)域存在缺陷。

在本文中，我們將在轉(zhuǎn)換函數(shù)中使用大致相當(dāng)于1ppm的非線性度表現(xiàn)諧波失真的–120dBc失真。

非ppm放大器類型

讓我們來看看非高線性度的放大器類型。線性度的類型即所謂的視頻或線路驅(qū)動(dòng)器放大器。這些都是直流不太好的寬帶放大器：偏移達(dá)幾毫伏，偏置電流在1A至50A范圍內(nèi)，并且1/f噪聲性能通常較差。理想的直流在0.3%至0.1%之間，但交流失真可以介于–55dBc至–90dBc（線性度：2000ppm至30ppm）之間。

下一項(xiàng)分類是傳統(tǒng)經(jīng)典運(yùn)放設(shè)計(jì)，例如OP-07，可能具有高增益、CMRR、PSRR以及良好的失調(diào)電壓和噪聲性能，但其失真卻無法優(yōu)于–100dBc，特別是在達(dá)到1kΩ或更高負(fù)載的情況之下。

然后，還有一些或新或舊的廉價(jià)放大器，其失真在負(fù)載超過10kΩ的情況下都無法優(yōu)于–100dBc。

此外，還有音頻放大器類運(yùn)算放大器。它們相當(dāng)實(shí)惠，且失真表現(xiàn)可能非常好。但是，它們的設(shè)計(jì)不合適且不能提供良好的失調(diào)電壓和1/f噪聲性能。此外，他們的失真或許在大于10kHz后也不能變的更好了。

有些運(yùn)算放大器旨在支持MHz信號的線性度。它們通常為雙極性，并具備較大的輸入偏置電流和1/f噪聲。在該應(yīng)用領(lǐng)域，運(yùn)算放大器更多追求的是–80dBc至–100dBc程度的性能，實(shí)現(xiàn)ppm性能不太現(xiàn)實(shí)。

無論寬帶及壓擺率多大，電流反饋放大器也不能支持深線性度，甚至是適度的。它們的輸入級有很多誤差源，并且增益、輸入和電源抑制性能都不高。電流反饋放大器還具有熱漂移效應(yīng)，會(huì)大幅拓展正常的建立時(shí)間。

然后，我們擁有現(xiàn)代的通用型放大器。它們一般具備1mV的偏移和微伏級1/f噪聲。支持–100dBc失真，但在高負(fù)載時(shí)通常無法實(shí)現(xiàn)。

運(yùn)算放大器的誤差源

圖1顯示的是簡化的運(yùn)算放大器框圖，并添加了交流和直流誤差源。拓?fù)錇閹в休斎肟鐚?dǎo)（gm）的單極點(diǎn)放大器，驅(qū)動(dòng)輸出緩沖單元的增益節(jié)點(diǎn)。盡管有許多運(yùn)算放大器拓?fù)洌镜恼`差源對它們?nèi)窟m用。

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圖1.簡化的運(yùn)算放大器和誤差源

輸入噪聲

有的輸入噪聲電壓VNOISE包含寬帶和1/f頻譜成分。如果噪聲的幅度類似或超過系統(tǒng)LSB，則無法準(zhǔn)確地測量信號。例如，如果寬帶噪聲為6nV/√Hz，系統(tǒng)帶寬為100kHz，那么輸入端的有效值噪聲則會(huì)達(dá)到1.9V。我們可以使用濾波器來降低噪聲：例如，將帶寬降至1kHz可使噪聲降至0.19Vrms或1Vp-p（峰峰）左右。頻域的低通濾波可降低噪聲幅度，就像ADC輸出隨時(shí)間推移而平均化一樣。

不過，由于速度太慢，1/f噪聲實(shí)際上無法過濾或均化。1/f噪聲通常使用0.1Hz至10Hz頻譜范圍內(nèi)生成的峰峰值電壓噪聲體現(xiàn)。大多數(shù)運(yùn)算放大器的低頻噪聲都介于1Vp-p至6Vp-p之間，因而不太適合對直流要求高的ppm級別，特別是在提供增益的情況下。

在圖1的輸入端，還有偏置電流噪聲源INOISE+和INOISE–。它們包含寬帶和1/f頻譜成分。INOISE乘以等效電阻會(huì)產(chǎn)生更多輸入電壓噪聲。一般而言，同相端和反相端的兩個(gè)電流噪聲之間互不相關(guān)，不會(huì)隨著兩端輸入電阻值相等而抵消，而是以rms方式增加。INOISE乘以輸入等效電阻產(chǎn)生的噪聲電壓常常會(huì)超過1/f區(qū)的VNOISE。

輸入共模抑制和偏置誤差

下一種誤差源是。這體現(xiàn)在共模抑制比指標(biāo)參數(shù)上，其中失調(diào)電壓會(huì)隨著相對于兩個(gè)供電軌的輸入電平而變化（所謂的共模電壓，VCM）。使用的符號指示箭頭方向的電源相互影響，通過它的分割線表示其可變，但可能是非線性變化。CMRR對信號的主要影響在于使線性部分與增益誤差無法區(qū)分。非線性部分將會(huì)失真。圖3顯示了LT6018的CMRR。增加的線與CMRR曲線在該曲線分化到過載之前的極點(diǎn)相交。該線的斜率提供的CMRR=133dB。范圍每相差30V，CMRR曲線與理想線之間的偏差僅約為0.5V，表示ppm以下級別的輸入非常成功。其他放大器的曲率可能更大。

失調(diào)電壓(VOS)將歸入此處的CMRR。斬波放大器的輸入失調(diào)電壓低于10V，相對于2Vp-p至10Vp-p的典型輸入信號，接近于單ppm誤差。甚至，ADC的失調(diào)電壓通常會(huì)多達(dá)100V。所以，10uV級的失調(diào)電壓不會(huì)對運(yùn)算放大器自身造成太大的負(fù)擔(dān)；無論如何，系統(tǒng)本身會(huì)自動(dòng)調(diào)零。與輸入信號的共模電平相關(guān)的是ICMRR，即輸入偏置電流及其隨電源的變化情況。斷線表明偏置電流會(huì)隨電壓變化，并且也可能不是線性變化。共有四個(gè)ICMRR，因?yàn)閮蓚€(gè)輸入端有獨(dú)立的偏置電流和電平相關(guān)性，并且每個(gè)輸入端隨兩種電源的變化不同。ICMRR乘以應(yīng)用電阻的阻值會(huì)增加電路的整體失調(diào)電壓。圖4顯示了LT1468的偏置電流與VCM（ICMR規(guī)格）。添加的線所示的斜率為~8nA/V，在使用1kμΩ應(yīng)用電阻或低ppm誤差的情況下將為8V/V。它與直線的偏差約為15nA，由此在1kμΩ應(yīng)用環(huán)境下會(huì)在26V范圍內(nèi)產(chǎn)生15V的誤差，或非線性度達(dá)0.6ppm。

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圖4.LT1468輸入偏置電流與VCM

輸入級失真

圖1顯示了輸入級，它們通常是由一對差分晶體管設(shè)計(jì)成跨導(dǎo)電路。圖5頂部顯示了各種差分放大器類型的集電極或漏電流以及差分輸入電壓。我們模擬一個(gè)簡單的雙極性對、一個(gè)跨線性電路（我們稱之為“智能雙極”）、一個(gè)低閾值（即非常大）的MOS差分對、一個(gè)帶發(fā)射極電阻的雙極性對（圖5中已退化）和一個(gè)超越閾下區(qū)域而進(jìn)入平方律機(jī)制運(yùn)行的小型MOS對。使用100μA的尾電流模擬所有差分放大器。

在顯示圖5底部所示的跨導(dǎo)與VIN之前，明確的信息不多?？鐚?dǎo)(gm)是輸出電流相對于輸入電壓的導(dǎo)數(shù)，使用LTspice模擬器生成。語法當(dāng)中包含d()，其在數(shù)學(xué)上等同于d()/d(VINP)。gmis的非平面度即運(yùn)算放大器在頻率下的基本失真機(jī)制。

對于直流，運(yùn)算放大器的開環(huán)電壓增益約為gm(R1||R2)，但前提是輸出緩沖區(qū)增益大約1。R1和R2表示信號路徑中各種晶體管的輸出阻抗，每個(gè)電阻均連接到一個(gè)供電軌或其他單元。這就是運(yùn)算放大器中增益受限的基礎(chǔ)。R1和R2不能保證為線性；它們可能導(dǎo)致空載失真或非線性度。除線性度之外，我們需要增益達(dá)到或超過一百萬，才能實(shí)現(xiàn)ppm級的增益。

觀察標(biāo)準(zhǔn)雙極性晶體管曲線，我們可以看到它在該組中的跨導(dǎo)，但該跨導(dǎo)會(huì)隨著輸入從零伏開始變化而快速消退。這一點(diǎn)讓人擔(dān)憂，因?yàn)榫€性度的基本要求就是增益或gm恒定。另一方面，誰會(huì)在乎放大器的電壓增益如此之高，以致于差分輸入隨輸出電壓的伏特級增加只能實(shí)現(xiàn)微伏級增加？下面是CCOMP。

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圖5.各種差分放大器的輸出電流和跨導(dǎo)以及輸入電壓

CCOMP（CCOMPP和CCOMPM的平行線）會(huì)吸收gm在頻率范圍內(nèi)的大多數(shù)輸出電流。它可設(shè)定放大器的增益帶寬乘積(GBW)。GBW可設(shè)定：在頻率f下，放大器的開環(huán)增益為GBW/f。如果該放大器在f=GBW/10時(shí)的輸出為1Vp-p，閉環(huán)增益為10，那么輸入之間將有100mVp-p。也就是，平衡±50mV。請注意，圖5中顯示的標(biāo)準(zhǔn)雙極性曲線在±50mV時(shí)損耗了約一半的增益，從而保證了大規(guī)模失真。不過，智能雙極僅損耗了13%的增益，閾下MOS損耗了26%，退化雙極損耗了12%，平方律MOS損耗了15%。

顯示了輸入級的失真與振幅。在應(yīng)用電路輸出時(shí)將顯示這些信息（乘以噪聲增益）。輸出失真可以繼續(xù)增加，但不能減少。

除智能雙極的輸入級之外，輸入級的差分放大器顯示失真與輸入的平方成正比。在增益一致的應(yīng)用中，輸出失真與輸入失真的影響相同。這是大多數(shù)運(yùn)算放大器的主要失真。

請考慮一個(gè)采用雙極輸入的增益一致的緩沖區(qū)。若輸出VOUT峰峰值電壓，輸入差分信號將為

其中，GNOISE為應(yīng)用的噪聲增益。

1ppm非線性度相當(dāng)于–120dBc諧波失真，比例為0.0001%。假定一個(gè)放大器使用雙極性輸入級，GBW為15MHz，作為緩沖區(qū)的輸出為5Vp-p，通過方程式2可得知該線性度的頻率僅為548Hz。上述的假設(shè)前提是放大器在較低頻率下的線性度。當(dāng)然，當(dāng)放大器提供增益時(shí)，噪聲增益增加，且–120dBc的頻率會(huì)下降。

閾下MOS輸入級支持的–120dBc頻率為866Hz，平方律MOS支持1342Hz，退化雙極支持1500Hz。智能雙極的失真不符合預(yù)測模式，人們必須根據(jù)數(shù)據(jù)手冊進(jìn)行估算。

我們可以使用更簡單的公式【不支持emf圖片】

其中，K可從運(yùn)算放大器數(shù)據(jù)手冊的失真曲線中找到。

附加一點(diǎn)，許多運(yùn)算放大器都是使用軌到軌輸入級。大多數(shù)放大器通過兩個(gè)獨(dú)立的輸入級都能實(shí)現(xiàn)此功能，即在輸入共模范圍內(nèi)，不同輸入級之間可以轉(zhuǎn)換。這種轉(zhuǎn)換會(huì)導(dǎo)致失調(diào)電壓變化，還可能導(dǎo)致偏置電流、噪聲乃至帶寬變化。此外，基本上還會(huì)導(dǎo)致輸出時(shí)出現(xiàn)開關(guān)瞬變現(xiàn)象。如果信號總是穿過交越區(qū)，那么則不能對低失真應(yīng)用使用這些放大器。不過，對于相反的應(yīng)用場合可以使用它們。

我們還沒有討論壓擺增強(qiáng)型放大器。這些設(shè)計(jì)在差分輸入較大的情況下不會(huì)耗盡電流。遺憾的是，差分輸入較小的場合仍會(huì)導(dǎo)致gm出現(xiàn)與所討論的輸入幅度類似的變化，并且低失真仍需要有較大的頻率環(huán)路增益。

由于我們要尋找的是ppm級的失真度，所以我們不會(huì)以接近壓擺率限值的任何方式運(yùn)行放大器，所以十分異常的壓擺率不是ppm級頻率線性度的重要參數(shù)，只考慮GBW即可。

前面，我們討論了單極補(bǔ)償設(shè)計(jì)模式的開環(huán)增益。并不是所有運(yùn)算放大器都以該方式提供補(bǔ)償。通常，開環(huán)增益可從數(shù)據(jù)手冊的曲線中找到，而方程式中的GBW/(GNOISE×fSIGNAL)就是頻率的開環(huán)增益。

增益節(jié)點(diǎn)誤差

接下來，我們來看圖1中的R1和R2。這些電阻連同輸入gm提供放大器的開環(huán)直流增益：gm×(R1||R2)。原理圖中繪制的這些電阻帶有可變的非線性刪除線。這些電阻的非線性度體現(xiàn)了放大器的空載失真度。而且，R1會(huì)從正電源施加影響，以致于直流正電源電壓抑制比(PSRR+)約等于gm×R1。同理，R2負(fù)責(zé)PSRR–。請注意，為什么PSRR的幅度幾乎等于開環(huán)增益？CCOMPP和CCOMPM向R1和R2注入類似的電源信號；它們在頻率范圍內(nèi)設(shè)置PSRR+和PSRR–。

增益適度(<<106)的放大器的線性度可能很好，但適度增益會(huì)限制增益。<p="">

電源端口可能會(huì)導(dǎo)致失真。如果輸出級驅(qū)動(dòng)的負(fù)載較大，其中某個(gè)電源就會(huì)提供負(fù)載電流。在一定頻率下，遠(yuǎn)端電源的遠(yuǎn)程調(diào)制能力可能很小，以致于運(yùn)算放大器的旁路電容成為實(shí)際的電源。通過旁路電容后，電源電流下降。下降幅度取決于ESR、ESL和電抗，并且它們會(huì)造成電源干擾。由于輸出為AB類，所以只有一半的輸出電流波形會(huì)調(diào)制電源，形成平穩(wěn)的諧波失真。頻率范圍內(nèi)的PSRR可降低電源干擾。例如，如果我們觀察到電源干擾為50mVp-p，并希望PSRR抑制電源輸入干擾使其在輸出端降至低于5Vp-p，則PSRR在信號頻率下需達(dá)到80dB。估算PSRR(f)~Avol(f)，GBW為15MHz的放大器在低于1500Hz的頻率下則會(huì)擁有充足的PSRR

對于不同的負(fù)載，我們可看到四種誤差。首先是削波：盡管假設(shè)該輸出級的標(biāo)稱增益為1，但它不完全是軌到軌輸出級。這種情況下，甚至空載輸出時(shí)，每個(gè)電源軌也會(huì)削波100mV。隨著負(fù)載增加（降低負(fù)載電阻），輸出電壓會(huì)逐步削減。顯然，削波會(huì)嚴(yán)重影響失真，而且必須降低輸出擺幅才能避免削波。

下一種誤差是增益壓縮，當(dāng)轉(zhuǎn)換函數(shù)的曲率達(dá)到信號極限情況時(shí)，我們會(huì)看到這種現(xiàn)象。隨著負(fù)載增加，在電壓早期階段就會(huì)出現(xiàn)壓縮。同削波一樣，在這種機(jī)制下，通常無法實(shí)現(xiàn)ppm級失真。這種壓縮通常是由輸出級較小而難以滿足輸出需要的電流所致。的解決方案是，使放大器提供的線性、無壓縮輸出電流僅約為輸出短路電流的35%。

另一種顯著的失真在于交越區(qū)約為VIN=0?？蛰d時(shí)，交越扭結(jié)可能不那么明顯。但隨著負(fù)載增加，我們可看到綠色曲線的扭結(jié)增加。估算交越失真通常需要強(qiáng)大的電源電流。

一種失真比較難以理解。由于有些放大器電路輸出正電壓和電流，還有一些輸出負(fù)信號，所以無法保證它們具有相同的增益，特別是在帶負(fù)載時(shí)。圖7顯示了負(fù)載時(shí)負(fù)信號的增益減少情況。

通過環(huán)路增益可降低所有這些失真。如果輸出級的失真為3%，那么環(huán)路增益需要為30,000才能達(dá)到–120dBc電平。當(dāng)然，這種情況發(fā)生在GBW/(30,000×GNOISE)頻率以下，對于15MHz的放大器通常為1kHz機(jī)制。

有些輸出級的失真與頻率有關(guān)，但也有許多輸出級與頻率無關(guān)。開環(huán)增益可抑制輸出級失真，但該增益會(huì)隨頻率而下降。如果輸出失真不隨頻率而變化，則增益損耗會(huì)產(chǎn)生輸出失真，并隨頻率而線性增加。同時(shí)，輸入失真會(huì)導(dǎo)致總體輸出失真隨頻率而增加。這種情況下，總體閉環(huán)輸出失真可能主要為輸入失真，從而掩蓋輸出級失真的影響。

另一方面，如果輸出級失真確實(shí)隨頻率而線性變化，那么環(huán)路增益下降除導(dǎo)致輸入失真之外，還會(huì)導(dǎo)致另一種輸出失真，該失真隨頻率的平方而變化，并且無法與輸入失真區(qū)分開來。

低功耗運(yùn)算放大器包含的輸出級通常較少，靜態(tài)電流低。輸出失真可能主要是由這些放大器的輸出級導(dǎo)致，而不是輸入級。所以，至少需要2mA電源電流才能獲得低失真運(yùn)算放大器，這種說法一定程度上是正確的。

ppm級的規(guī)格要求

在實(shí)際電平轉(zhuǎn)換、衰減/增益和有源濾波器電路中，運(yùn)算放大器需滿足一些基本要求才能支持±5V信號、適用于1kΩ環(huán)境并實(shí)現(xiàn)表1所示的1ppm線性度。

特性

幅度

注釋

VNOISE

<6nV/√Hz

寬帶輸入電壓噪聲

VNOISE0.1Hz-10Hz

低頻率輸入電壓噪聲

INOISE

<6pA/√Hz

寬帶輸入電流噪聲

INOISE0.1Hz-10Hz

低頻率輸入電流噪聲

VOS

<200μV

輸入失調(diào)電壓；通常以數(shù)字方式校正

CMRR

>100dB

輸入共模抑制比；<10ppm增益誤差

CMRR線性度

>120dB

CMRR的曲率

IBIAS

<200nA

輸入偏置電流；x1kΩ電阻，

IBIAS與VCM(ICMR)

<10nA/V

x1kΩ電阻，小于10ppm增益誤差

IBIAS與VCM線性度

<1nA-5nA

x1kΩ電阻，小于1ppm電阻滿量程

PSRR

在部分帶寬范圍內(nèi)>90dB

電源電壓抑制比；電源變化50mV，VOS轉(zhuǎn)換<1.6μV

GBW

>1000×信號帶寬

增益帶寬積；一般為低失真要求

線性輸出電流

>15mA

一般為低失真要求（=35%輸出短路電流）

DCVOS與VOUT線性度

<1ppm非線性度

若無直流線性度，則無法實(shí)現(xiàn)交流線性度

現(xiàn)在，我們了解了運(yùn)算放大器在ppm領(lǐng)域的局限性，那么我們該如何改善它們？

噪聲：顯然，首先要選擇一款輸入噪聲電壓不高于應(yīng)用電阻組合噪聲的運(yùn)算放大器。這樣可以降低應(yīng)用電路的總阻抗，從而降低噪聲。當(dāng)然，隨著應(yīng)用的阻抗下降，通過它們的信號電流會(huì)增加，并可能使負(fù)載誘發(fā)的失真加大。在任何情況下，都不必使運(yùn)算放大器級別的輸出噪聲遠(yuǎn)低于其驅(qū)動(dòng)級別的輸入噪聲。

電流噪聲會(huì)乘以應(yīng)用阻抗，進(jìn)而形成更多的電壓噪聲。在電流噪聲很低的應(yīng)用中，MOS輸入非常吸引人，但它們的1/f電壓噪聲通常比雙極性輸入大。雙極性輸入的電流噪聲為pA/√Hz級別，可能會(huì)產(chǎn)生較大的應(yīng)用噪聲，但1/f電流內(nèi)容生成的應(yīng)用電壓噪聲可能大于放大器的1/f電壓噪聲。一般而言，應(yīng)用阻抗應(yīng)小于放大器的VNOISE/INOISE，以避免IBIAS為主的應(yīng)用噪聲。雙極性放大器的VNOISE越低，INOISE則越高。

幫助運(yùn)算放大器實(shí)現(xiàn)性能

減少輸入誤差

除選擇CMRR優(yōu)良的運(yùn)算放大器之外，設(shè)計(jì)人員還可以選擇用運(yùn)放搭建反相放大電路而不是同相放大電路。在反相電路中，輸入會(huì)與地面或一些基準(zhǔn)電壓源相連，完全不會(huì)引發(fā)CMRR誤差。不過，并不是所有應(yīng)用電路都能反相，而且通常負(fù)電源無法用于負(fù)信號偏移。圖8顯示了非反相電路和反相電路中應(yīng)用的雙極點(diǎn)Sallen-Key濾波器

如果兩個(gè)輸入端均包含應(yīng)用電阻，則每個(gè)輸入端的偏置電流乘以相應(yīng)的電阻產(chǎn)生的電壓誤差會(huì)在輸出端抵消，因此也可以抵消ICMR誤差。例如，如果設(shè)置的放大器增益為10，附帶900Ω反饋和100Ω接地電阻，則在正輸入端安置串聯(lián)的90Ω（900Ω||100Ω）電阻即可抵消完全相等的輸出偏置電流產(chǎn)生的電壓誤差。大多數(shù)雙極性運(yùn)算放大器的偏置電流搭配都很恰當(dāng)，使得選擇0.1%（而不是常見的1%）電阻即可實(shí)現(xiàn)ICMR抑制。在圖4中，補(bǔ)償電阻與反相輸入端-input串聯(lián)放置。它們應(yīng)能夠被旁路通過。因?yàn)轭~外的輸入電阻會(huì)導(dǎo)致噪聲增加（電流噪聲乘以連接的等效電阻）。

反相增益讓我們能夠使用包含軌到軌輸入的運(yùn)算放大器，而不必讓信號穿過切換點(diǎn)（假設(shè)我們已偏置電源和共模輸入電平，以避免切換電壓）。

電源注意事項(xiàng)

輸出電流將會(huì)調(diào)節(jié)本地的供電電源。電源信號將通過PSRR傳輸?shù)捷斎攵?。被影響的輸入?huì)生成輸出信號，圍繞其環(huán)路運(yùn)行。在1kHz頻率下，1μF本地旁路電容的阻抗為159Ω，遠(yuǎn)低于電源之間線路加上電源本身的阻抗。因此，本地旁路電容實(shí)際上在低于100kHz的頻率下沒有效果。在1kHz頻率下，調(diào)控情況由遠(yuǎn)程電源控制。在1kHz頻率下，放大器可能達(dá)到90dB電源抑制比。請注意，運(yùn)算放大器電源端口的大部分電流包含了大量的信號諧波，所以我們希望從輸出到供給電源的增益低于30dB，以實(shí)現(xiàn)120dBc的目標(biāo)。要實(shí)現(xiàn)30dB的增益，需要電源阻抗<30×負(fù)載阻抗。因此，500Ω負(fù)載需要電源的阻抗小于17Ω。這種情況可行，但是這樣就不能在電源與運(yùn)算放大器之間串聯(lián)電阻和電感。在10kHz頻率下，要求則更加嚴(yán)格；PSRR將從90dB降至70dB，而電源阻抗則必須降至1.7Ω。可行，但要求嚴(yán)苛。使用大型本地旁路可提供幫助?！静恢С謊mf圖片】

從布局角度來看，了解輸出電流環(huán)路的路徑非常重要，所示。

左側(cè)的圖表顯示了驅(qū)動(dòng)至負(fù)載的正電源電流，然后又通過地面回歸負(fù)載。在整個(gè)接地路徑中可能存在壓降，以致于偶諧波電源電流的電壓從信號源降至輸出，從反饋分頻器降至輸出或輸入地。不過，此地非彼地。圖9右側(cè)顯示了一種傳輸電源電流的更好方式。電源電流從輸入和反饋節(jié)點(diǎn)傳出。

在高于100kHz的更高頻率下，電源線路的磁輻射可能成為失真。電源的偶諧波電流可通過磁性方式耦合到反饋網(wǎng)絡(luò)的輸入，從而使失真隨頻率大幅增加。在這些頻率之下，審慎的布局至關(guān)重要。有些放大器采用的是非標(biāo)準(zhǔn)引腳；它們的電源引腳遠(yuǎn)離輸入，有些甚至?xí)谳斎雮?cè)提供額外的輸出端口，以避免磁干擾。

減少負(fù)載為主的失真

在高負(fù)載環(huán)境下，許多運(yùn)算放大器的輸出級都會(huì)成為主要的失真。您可以通過一些技巧來改善負(fù)載失真。其一，使用復(fù)合放大器，即一個(gè)放大器驅(qū)動(dòng)輸出，另一個(gè)放大器進(jìn)行控制，如圖10所示。

此電路通過LTspice仿真設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)。LTC6240和LT1395的spice模型文件中包含失真回放功能的宏模型。大多數(shù)宏模型都不會(huì)嘗試顯示失真情況，即使顯示，仿真結(jié)果也可能不準(zhǔn)確。該工具（LTspice）可查看宏模型的文本文件，確實(shí)如此，這些宏模型的失真模擬效果非常不錯(cuò)。

右側(cè)是LTC6240，提供的增益為2，驅(qū)動(dòng)電阻為100Ω，對于該放大器而言負(fù)載較大。圖10左側(cè)是一款復(fù)合放大器，輸入端另設(shè)一個(gè)LTC6240，并有一款良好的寬帶電流反饋放大器(CFA)作為獨(dú)立放大器來驅(qū)動(dòng)相同的負(fù)載。復(fù)合放大器的理念是，輸出運(yùn)算放大器已具備適度的低失真，并且通過輸入放大器在頻率范圍內(nèi)的環(huán)路增益可進(jìn)一步減少該失真。對于獨(dú)立放大器和復(fù)合放大器，我們的閉環(huán)增益都為2，但在復(fù)合放大器中，可以對LT1395單獨(dú)設(shè)置其自身的增益（通過Rf1和Rg1設(shè)置為4），以降低控制放大器的輸出擺幅。由于輸入引發(fā)的失真隨輸出振幅的平方增加，由此可進(jìn)一步減少控制運(yùn)算放大器的失真。

諧波失真的計(jì)算方式為：每個(gè)諧波電平(dB)減去基波電平（在10kHz頻率下）。如圖底部所示，輸入信號的失真約為–163dBc，非常好，足以讓人相信模擬效果。V(out2)來自于獨(dú)立的LTC6240，失真為–78dBc。也不錯(cuò)，但當(dāng)然沒有達(dá)到ppm級?！静恢С謊mf圖片】

頂部顯示了復(fù)合放大器的失真，–135dBc，相當(dāng)出色。這么好的結(jié)果，我們能否相信？為了加以驗(yàn)證，中間部分顯示了原理圖上節(jié)點(diǎn)的失真。如果復(fù)合放大器輸出端的失真接近于零，但輸出放大器本身的失真確實(shí)有限，那么反饋過程會(huì)在其輸入端（中間）為輸出放大器失真設(shè)置負(fù)值。中間部分的失真為–92dBc，這實(shí)際上與LT1395數(shù)據(jù)手冊的曲線匹配！我仍會(huì)想，如果宏模型中體現(xiàn)出物理LTC6240輸入CMRR或ICMR曲率，它們可能還會(huì)增加實(shí)際的電路失真。

遺憾的是，很少有宏模型包含失真。您必須閱讀宏模型.cir文件的標(biāo)題來查看其是否受支持。要了解失真是否與數(shù)據(jù)手冊的曲線匹配，需要進(jìn)行一些模擬。

復(fù)合放大器的補(bǔ)償可能有點(diǎn)棘手，但在我們的示例中，第二個(gè)放大器的帶寬比輸入放大器高出10倍以上，只需少許Cf即可提供電路補(bǔ)償。在此補(bǔ)償架構(gòu)中，如果控制放大器的總體增益中包括BW的帶寬，那么輸出放大器的帶寬應(yīng)>3×BW，而總體帶寬應(yīng)保守設(shè)置為約等于BW/3。

為避免帶寬損耗，我們可以使用增強(qiáng)放大器的方法。這樣相比復(fù)合方案對失真的改善較小，但帶寬及建立時(shí)間都會(huì)毫發(fā)無損。圖12顯示了測試原理圖。

圖12右側(cè)顯示了U2，即我們的獨(dú)立LTC6240；左側(cè)顯示了兩個(gè)LTC6240放大器。U1同獨(dú)立放大器類似，控制輸出，增益為2；U2的增益為3。U2在增強(qiáng)節(jié)點(diǎn)的輸出電壓大于U1的相應(yīng)電壓，所以U2會(huì)向輸出端驅(qū)動(dòng)輸送電流。RBOOST和U2的增益可以配置，以使U2向Rl驅(qū)動(dòng)輸送96%的負(fù)載電流，并使U1保持輕載，從而改善失真。我們需要確保U2包含足夠的裕量，以承載額外的擺幅。

同樣，獨(dú)立放大器在10kHz頻率下的失真為–78dBc。增強(qiáng)型放大器提供的失真為–106dBc；不像復(fù)合放大器那么好，但比獨(dú)立放大器幾乎高出30dBc。不過，增強(qiáng)型放大器的帶寬只會(huì)降低少許。

請注意，RBOOST微調(diào)了一下；如果將其改為52±2Ω，增強(qiáng)型失真則下降10dBc，但隨后發(fā)生的變化則較小，為±10Ω。似乎U1有一些預(yù)期極性的適度負(fù)載。理想（無負(fù)載）或額外的增強(qiáng)電流會(huì)導(dǎo)致失真增加。

是，U2與U1有相同的群組延遲，以使增強(qiáng)信號與輸出同時(shí)出現(xiàn)。U2的增益比U1高50%，因而閉環(huán)帶寬較少，這意味著增強(qiáng)輸出會(huì)使頻率范圍內(nèi)的主要輸出延遲。通過跨接在U1輸入端的電阻，可將U1的帶寬降至與U2相同的水平。這樣可使U1的噪聲增益等于U2，從而實(shí)現(xiàn)相同的群組延遲。該模擬器在10kHz頻率下沒有改善；U1提供失真，無延遲均衡。您需要嘗試一下，才能了解在更高的頻率下是否也是這種情況。如果放大器為電流反饋類型，那么可以通過降低Rf1和Rg1使U2的帶寬升至U1的水平。

紅色條目旨在提示讀者：該參數(shù)可能不符合ppm級失真。該組當(dāng)中易于使用的更好的產(chǎn)品為AD8597、ADA4807、ADA4898、LT1468、LT1678和LT6018。

有些放大器需要解決其輸入問題（同相放大應(yīng)用可能存在問題），但仍能提供良好的失真：AD797、ADA4075、ADA4610、ADA4805、ADA4899和LTC6228。

器件編號

VNOISEnV/√Hz

VNOISE0.1Hz-10HzμVp-p

INOISEpA/√Hz

INOISE0.1Hz-10HzpAp-p

VOSμV（值）

CMRRdB（值）

CMRR非線性度μV/V

IBIASnA（值）

AD797

0.9

0.05

2

220

60至180

110至114

2000或3000

AD8597

1.1

0.08

2.4

190

120

105

0.1

200

ADA4075

2.8

0.06

1.2

60

1000

106

1.5

100至150

ADA4610

7.3

0.45

非常小

800to1800

800至1800

96

0.025至1500（熱門）

ADA4805

5.2

0.1

0.7

140

125

103

800

ADA4807

3.1

1.6

0.7

370

125

103

0.2

800

ADA4898

0.9

0.05

2.4

130

125

103

400

ADA4899

1.0

0.4

5.2

4800

230

98

1000

L