ADI推出采用面向低噪聲的運放進行設(shè)計-設(shè)計應(yīng)用

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物理過程的現(xiàn)實使我們無法獲得具有完美精度、零噪聲、無窮大開環(huán)增益、轉(zhuǎn)換速率和增益帶寬乘積的理想運放。但是，我們期待一代又一代連續(xù)面市的放大器可比前一代的放大器更好。那么，低1/f噪聲運放的下一步會怎么樣呢

回到1985年，ADI的GeorgeErdi設(shè)計了LT1028。30多年過去了，該器件依然是市面上低頻條件下電壓噪聲的運放，其在1kHz時的輸入電壓噪聲密度為0.85nV/√Hz，在0.1Hz至10Hz時的輸入電壓噪聲為35nVP-P。直到今年，一款新型放大器LT6018才對LT1028的地位提出了挑戰(zhàn)。LT6018的0.1Hz至10Hz輸入電壓噪聲為30nVP-P，并具有一個1Hz的1/f拐角頻率，但是其寬帶噪聲為1.2nV/√Hz。結(jié)果是，LT6018是適合較低頻率應(yīng)用的較低噪聲選擇，而LT1028則可為很多寬帶應(yīng)用提供更好的性能，如圖1所示。

圖1：LT1028和LT6018積分電壓噪聲

嘈雜的噪聲令人苦惱

但是，與針對某個給定頻段選擇具電壓噪聲密度(en)的放大器相比，設(shè)計低噪聲電路要復(fù)雜得多。如圖2所示，其他噪聲源開始起作用，不相干噪聲源以平方根之和組合起來。

圖2：運放電路噪聲源

首先，把電阻器看作是噪聲源。電阻器天生具有與電阻值的平方根成比例的噪聲。在300K的溫度下，任何電阻器的電壓噪聲密度為en=0.13√RnV/√Hz。該噪聲也可被視為一種諾頓(Norton)等效電流噪聲：in=en/R=0.13/√RnA/√Hz。因此，電阻器具有一個17zeptoWatts的噪聲功率。優(yōu)良的運放將具有低于該值的噪聲功率。例如：LT6018的噪聲功率(在1kHz頻率下測量)約為1zeptoWatt。

在圖2的運放電路中，源電阻、增益電阻器和反饋電阻器(分別為RS、R1和R2)均為產(chǎn)生電路噪聲的因素。當(dāng)計算噪聲時，電壓噪聲密度中使用的“√Hz”會引起混淆。但是，加在一起的是噪聲功率，而不是噪聲電壓。因此，如需計算電阻器或運放的積分電壓噪聲，應(yīng)把電壓噪聲密度與頻段內(nèi)赫茲數(shù)的平方根相乘。例如，一個100Ω電阻器在1MHz帶寬內(nèi)具有1.3μVRMS的噪聲(0.13nV/√Ω*√100Ω*√1,000,000Hz)。對于采用一階濾波器(而不是磚墻式濾波器)的電路，帶寬將乘以1.57以捕獲較高帶寬范圍內(nèi)的噪聲。如欲以“峰至峰值”而非“RMS值”來表達噪聲，則應(yīng)乘以一個因子6(而不是對于正弦波信號所采用的2.8)?？紤]到這些因素，在采用一個簡單的1MHz低通濾波器時該100Ω電阻器的噪聲接近于9.8μVP-P。

另外，運放還具有由流入和流出每個輸入的電流引起的輸入電流噪聲(in-和in+)。這些與它們流入的電阻(就in-來說為R1與R2的并聯(lián)電阻，而就in+而言則為R1與RS的并聯(lián)電阻)相乘，憑借歐姆定律的“魔力”產(chǎn)生了電壓噪聲。往放大器里面看(圖3)，該電流噪聲是由多個噪聲源組成的。

圖3：一個運放差分對中的相干和不相干噪聲源

就寬帶噪聲而論，兩個輸入晶體管均具有與其基極相關(guān)聯(lián)的點噪聲(ini-和ini+)，這些點噪聲是不相干的。來自位于輸入對尾部之電流源的噪聲(int)還產(chǎn)生了在兩個輸入之間劃分的相干噪聲(在每個輸入中為int/2β)。如果兩個輸入上承載的電阻相等，則每個輸入上的相干電壓噪聲也是相等的，并且抵消(根據(jù)放大器的共模抑制能力)，因而留下的主要是不相干噪聲。這在產(chǎn)品手冊中被列為平衡電流噪聲。如果兩個輸入上的電阻極大地失配，則相干和不相干噪聲分量保留，而且電壓噪聲以平方根之和相加。這在有些產(chǎn)品手冊中列為不平衡噪聲電流。

LT1028和LT6018的電壓噪聲均低于一個100Ω電阻器(在室溫下為1.3nV/√Hz)，因此在源電阻較高的場合中，運放的電壓噪聲通常不是電路中噪聲的限制因素。在源電阻低得多的情況下，放大器的電壓噪聲將開始居主導(dǎo)地位。當(dāng)源電阻非常高的時候，放大器的電流噪聲處于支配地位，而對于中等水平的源電阻而言，則電阻器的約翰遜(Johnson)噪聲具有決定性的影響(對于那些不具有過高噪聲功率的良好設(shè)計運放)。使放大器電流噪聲和電壓噪聲達到平衡(這樣兩者都不處于支配地位)的電阻是等于放大器的電壓噪聲除以其電流噪聲。由于電壓和電流噪聲隨頻率而改變，所以該中點電阻也是如此。對于一個非平衡電源而言，在10Hz時LT6018的中點電阻約為86Ω；而在10kHz時則大約為320Ω。

盡量降低電路噪聲

那么，設(shè)計工程師要采取什么措施來限度地降低噪聲呢對于處理電壓信號，把等效電阻減小至低于放大器的中點電阻是一個很好的起點。對于許多應(yīng)用來說，源電阻是由前面的電路級(通常是一個傳感器)固定的?？梢赃x擇很小的增益和反饋電阻器。然而，由于反饋電阻器構(gòu)成了運放負(fù)載的一部分，因此存在著因放大器之輸出驅(qū)動能力以及可接受之熱和功率耗散量而產(chǎn)生的限制。除了輸入所承載的電阻之外，還應(yīng)考慮頻率?？傇肼暟ㄔ谡麄€頻率范圍內(nèi)進行積分的噪聲密度。在高于(或許也包括低于)信號帶寬的頻率上對噪聲進行濾波是很重要的。

在放大器的輸入是一個電流的跨阻抗應(yīng)用中，需要采取一種不同的策略。在該場合中，反饋電阻器的約翰遜噪聲以其電阻值的一個平方根因子增加，但與此同時信號增益的增加則與電阻值成線性關(guān)系。于是，的SNR利用運放的電壓能力或電流噪聲所允許的電阻來實現(xiàn)。如欲了解有趣的實例，請參見LTC6090產(chǎn)品手冊第26頁的應(yīng)用電路。

噪聲和其他讓人頭疼的問題

噪聲只是誤差的一個，而且應(yīng)在其他誤差源的環(huán)境中考慮。輸入失調(diào)電壓(運放輸入端上的電壓失配)可被認(rèn)為是DC噪聲。它的影響雖可通過實施性系統(tǒng)校準(zhǔn)得到顯著的抑制，但是由于機械應(yīng)力變化的原因，該失調(diào)電壓會隨著溫度的起伏和時間的推移而改變。另外，它還隨著輸入電平(CMRR)和電源(PSRR)而變化。旨在消除由這些變量所引起之漂移的實時系統(tǒng)校準(zhǔn)很快就變得既昂貴又不切實際。對于溫度大幅波動的嚴(yán)酷環(huán)境應(yīng)用，由于失調(diào)電壓和漂移所致的測量不確定性會產(chǎn)生比噪聲更強的主導(dǎo)作用。例如，單單因為溫度漂移，一款具有5μV/°C溫度漂移性能指標(biāo)的運放會在-40°C至85°C溫度范圍內(nèi)經(jīng)歷一個625μV的輸入?yún)⒖计?。與之相比，幾百納伏(nV)的噪聲就無關(guān)緊要了。LT6018擁有0.5μV/°C的出色漂移性能和一個80μV的失調(diào)規(guī)格(從-40°C至85°C)。如欲獲得更好的性能，則可關(guān)注近期推出的LTC2057自動置零放大器，該器件在-40°C至125°C溫度范圍內(nèi)具有小于7μV的失調(diào)電壓。其寬帶噪聲為11nV/√Hz，而其DC至10Hz噪聲為200nVP-P。雖然該噪聲高于LT6018，但是由于其在整個溫度范圍內(nèi)具備出色的輸入失調(diào)漂移性能，因此對于低頻應(yīng)用來說LTC2057有時會是一種更好的選擇。另外還值得注意的是，由于其具有低偏置電流，所以LTC2057的電流噪聲比LT6018低得多。LTC2057低輸入偏置電流的另一個好處是：與許多其他的零漂移放大器相比，它具有非常低的時鐘饋通。當(dāng)源阻抗很高時，這些其他零漂移放大器中有的會產(chǎn)生大的電壓噪聲雜散信號。

在此類高精度電路中，還必須謹(jǐn)慎地限度抑制熱電偶效應(yīng)，任何存在異類金屬結(jié)點的場合都會出現(xiàn)該效應(yīng)。甚至由不同制造商提供的兩根銅導(dǎo)線之結(jié)點都會產(chǎn)生200nV/°C的熱電勢，這比LTC2057的差漂移高出13倍以上。在這些低