電源變換技術(shù)基礎(chǔ)

電源變換技術(shù)基礎(chǔ)在現(xiàn)代電源應用中，電力電子技術(shù)起到承上啟下的作用。發(fā)電廠生產(chǎn)出來的電能通常是高壓傳輸?shù)?，?jīng)過變電所將其變換成標準的交流電壓。由于不同負載對電源的要求不同，很多負載要求的電源都需要加以變換才能應用，因此電力變換技術(shù)在實際電力應用中起到重要作用。在實際電力轉(zhuǎn)換過程中，需要用電力電子器件構(gòu)成電源變換電路，來實現(xiàn)不同電源之間的轉(zhuǎn)換?；镜碾娫崔D(zhuǎn)換類型有直流-直流（DC-DC）變換、直流-交流（DC-AC）變換、交流-直流變換（AC-DC）變換和交流-交流（AC-AC）變換。常用電源變換電路AC-DC變換電路將交流電變換成直流的過程稱為AC-DC變換，也叫作整流。整流電路就是利用二極管或晶閘管的單向?qū)щ娦詫⒔涣麟娫崔D(zhuǎn)換成直流電源的電路。二極管整流電路二極管整流電路的電路形式見表1-1。二極管整流電路將輸入的交流電源變換成不可控的直流電源，主要用于要求固定電壓的負載。根據(jù)負載的要求不同，整流輸出端采用的濾波電路也不同。要求電流穩(wěn)定的負載一般只加電感濾波，要求電壓穩(wěn)定的負載，一般只加電容濾波，既要穩(wěn)定電壓又要穩(wěn)定電流的負載需要加電感、電容組成LC濾波電路。加電感濾波可提高輸入交流電源的功率因數(shù)，減小諧波。在以下電路參數(shù)計算與器件選擇中，假定濾波電感Lf很大。單相半波二極管整流電路參數(shù)計算與器件選擇二極管VD1、VD2承受的最大反向電壓為，流過VD1、VD2的電流平均值為（1-1）流過VD1、VD2的電流有效值為（1-2）選擇二極管VD1、VD2的電壓定額并留有裕量（1-3）選擇二極管VD1、VD2的通態(tài)平均電流定額并留有裕量（1-4）其中IO為輸出負載電流。單相全波二極管整流電路參數(shù)計算與器件選擇二極管VD1、VD2承受的最大反向電壓為2，流過VD1、VD2的電流平均值為（1-5）流過VD1、VD2的電流有效值為（1-6）表1-1常用二極管整流電路名稱輸出電壓型輸出電流型單相半波單相全波單相橋式三相半波三相橋式選擇二極管VD1、VD2的電壓定額并留有裕量（1-7）選擇二極管VD1、VD2的通態(tài)平均電流定額并留有裕量（1-8）其中IO為輸出負載電流。單相橋式二極管整流電路參數(shù)計算與器件選擇二極管VD1~VD4承受的最大反向電壓為，流過VD1~VD4的電流平均值為(1-9)流過VD1~VD4的電流有效值為(1-10)選擇二極管VD1~VD4的電壓定額并留有裕量（1-11）選擇二極管VD1~VD4的通態(tài)平均電流定額并留有裕量（1-12）其中IO為輸出負載電流。三相半波二極管整流電路參數(shù)計算與器件選擇二極管VD1~VD3承受的最大反向電壓為（1-13）流過VD1~VD3的電流平均值為（1-14）流過VD1~VD3的電流有效值為（1-15）選擇二極管VD1~VD3的電壓定額并留有裕量（1-16）選擇二極管VD1~VD3的通態(tài)平均電流定額并留有裕量（1-17）其中IO為輸出負載電流，是輸入變壓器二次側(cè)電壓。三相橋式二極管整流電路參數(shù)計算與器件選擇二極管VD1～VD6承受的最大反向電壓為（1-18）流過VD1～VD6的電流平均值為（1-19）流過VD1～VD6的電流有效值為（1-20）選擇二極管VD1～VD6的電壓定額并留有裕量（1-21）選擇二極管VD1～VD6的通態(tài)平均電流定額并留有裕量（1-22）其中IO為輸出負載電流，是輸入變壓器二次側(cè)電壓。晶閘管整流電路晶閘管整流電路將輸入的交流電源變換成可控的直流電源，主要用于要求電壓可調(diào)節(jié)的負載。根據(jù)負載的要求不同，整流輸出端采用的濾波電路也不同，具體要求和二極管整流電路相似。電路形式見表1-2。單相半波晶閘管整流電路參數(shù)計算與器件選擇晶閘管VT承受的最大反向電壓為，流過VT的電流平均值為（1-23）流過VT的電流有效值為（1-24）選擇晶閘管VT的電壓定額并留有裕量（1-25）選擇晶閘管VT的通態(tài)平均電流定額并留有裕量(α=0時最大)（1-26）其中IO為輸出負載電流。單相全波晶閘管整流電路參數(shù)計算與器件選擇晶閘管VT1、VT2承受的最大反向電壓為2，流過VT1、VT2的電流平均值為（1-27）流過VT1、VT2的電流有效值為（1-28）選擇晶閘管VT1、VT2的電壓定額并留有裕量表1-2常用晶閘管整流電路名稱輸出電壓型輸出電流型單相半波單相全波單相橋式半控單相橋式全控三相半波三相橋式半控三相橋式全控選擇晶閘管VT1、VT2的通態(tài)平均電流定額并留有裕量（1-30）其中IO為輸出負載電流。單相橋式半控晶閘管整流電路參數(shù)計算與器件選擇晶閘管VT1、VT3和二極管VD2、VD4承受的最大反向電壓為，流過VT1、VT3、VD2、VD4的電流平均值為（1-31）流過VT1、VT3、VD2、VD4的電流有效值為（1-32）選擇VT1、VT3、VD2、VD4的電壓定額并留有裕量（1-33）選擇VT1、VT3、VD2、VD4的通態(tài)平均電流定額并留有裕量(α=0時最大)（1-34）其中IO為輸出負載電流。單相橋式全控晶閘管整流電路參數(shù)計算與器件選擇晶閘管VT1~VT4承受的最大反向電壓為，流過晶閘管VT1~VT4的電流平均值為（1-35）流過晶閘管VT1~VT4的電流有效值為（1-36）選擇晶閘管VT1~VT4的電壓定額并留有裕量（1-37）選擇晶閘管VT1~VT4的通態(tài)平均電流定額并留有裕量（1-38）其中IO為輸出負載電流。三相半波晶閘管整流電路參數(shù)計算與器件選擇晶閘管VT1、VT2、VT3承受的最大反向電壓為（1-39）流過VT1、VT2、VT3的電流平均值為（1-40）流過VT1、VT2、VT3的電流有效值為（1-41）選擇晶閘管VT1、VT2、VT3的電壓定額并留有裕量（1-42）選擇晶閘管VT1、VT2、VT3的通態(tài)平均電流定額并留有裕量（1-43）其中IO為輸出負載電流，是輸入變壓器二次側(cè)電壓。三相橋式半控整流電路參數(shù)計算與器件選擇晶閘管VT1、VT2、VT3和二極管VD2、VD4、VD6承受的最大反向電壓為（1-44）流過VT1、VT2、VT3和VD2、VD4、VD6的電流平均值為（1-45）電流有效值為（1-46）選擇晶閘管VT1、VT2、VT3和VD2、VD4、VD6的電壓定額并留有裕量（1-47）選擇晶閘管VT1、VT2、VT3的通態(tài)平均電流定額并留有裕量（1-48）三相橋式全控整流電路參數(shù)計算與器件選擇晶閘管VT1～VT6承受的最大反向電壓為（1-49）流過VT1～VT6的電流平均值為（1-50）流過VT1～VT6的電流有效值為（1-51）選擇晶閘管VT1～VT6的電壓定額并留有裕量（1-52）選擇晶閘管VT1～VT6的通態(tài)平均電流定額并留有裕量（1-53）其中IO為輸出負載電流，是輸入變壓器二次側(cè)電壓。DC-DC變換電路DC-DC變換器按輸入輸出間是否有電氣隔離分為兩類：沒有電氣隔離的稱為不隔離直流變換器，有隔離的稱為隔離式直流變換器。不隔離直流變換器按開關(guān)器件個數(shù)分為單管、雙管和四管三類。單管直流變換器有六種：Buck變換器，Boost變換器，Buck-Boost變換器，Cúk變換器，Sepic變換器，Zeta變換器。雙管DC-DC變換器有雙管串接升壓型Buck-Boost變換器。隔離DC-DC變換器，單管的有正激式和反激式兩種，雙管的有雙管正激、雙管反激、推挽和半橋等四種。全橋DC-DC變換器是常用的四管直流變換器。有隔離的變換器可以實現(xiàn)輸入與輸出間的電氣隔離，通常采用變壓器實現(xiàn)變壓和隔離，有利于擴大變換器的應用范圍，還可實現(xiàn)多路輸出。單管不隔離DC-DC變換器表1-3列出了單管不隔離六種DC-DC變換器的電路形式、電路特點。單管不隔離DC-DC變換器最常用的是Buck變換器和Boost變換器，以下介紹這兩種電路的參數(shù)計算與器件選擇。Buck變換器的參數(shù)計算與器件選擇流過電感L的電流最大值（1-54）其中為負載電阻，為負載電流，為占空比，為開關(guān)周期。開關(guān)管VT和續(xù)流二極管D承受的最大電壓為。開關(guān)管VT和續(xù)流二極管VD的電壓定額為（1-55）開關(guān)管VT和續(xù)流二極管VD的電流定額為（1-56）濾波電感的計算，由（1-57）得濾波電感量為（1-58）當=0.5時，L最大。濾波電容的計算，電容C在一個開關(guān)周期內(nèi)的充電電荷為表1-3單管不隔離DC-DC變換器名稱電路形式電路特點Buck變換器是一種降壓型DC-DC變換電路，輸出電壓小于或等于輸入電壓。輸入電流斷續(xù)。Boost變換器是一種升壓型DC-DC變換電路，輸出電壓大于輸入電壓。VT的占空比Dy必須小于1。輸入電流連續(xù)。Buck-Boost變換器是一種升降壓型DC-DC變換電路，輸出電壓大于或小于輸入電壓。輸出電壓極性和輸入電壓極性相反。輸入電流斷續(xù)。Cúk變換器是一種升降壓型DC-DC變換電路，輸出電壓大于或小于輸入電壓。輸出電壓極性和輸入電壓極性相反。輸入電流連續(xù)。Sepic變換器是一種升降壓型DC-DC變換電路，輸出電壓大于或小于輸入電壓。輸出電壓極性和輸入電壓極性相同。輸入電流連續(xù)。Zeta變換器是一種升降壓型DC-DC變換電路，輸出電壓大于或小于輸入電壓。輸出電壓極性和輸入電壓極性相同。輸入電流斷續(xù)。（1-59）輸出脈動電壓為（1-60）濾波電容量為（1-61）Boost變換器的參數(shù)計算與器件選擇流過電感L的電流最大值（1-62）其中為輸入電流，為負載電流，為占空比，為開關(guān)頻率。開關(guān)管VT和續(xù)流二極管VD承受的最大電壓為。開關(guān)管VT和續(xù)流二極管VD的電壓定額為（1-63）開關(guān)管VT和續(xù)流二極管VD的電流定額為（1-64）濾波電感的計算，由（1-65）得濾波電感量為（1-66）濾波電容的計算，如果輸出電壓脈動很小，則輸出脈動電壓由下式?jīng)Q定（1-67）濾波電容量為（1-68）隔離型Buck變換器——單端正激式DC/DC變換電路單端正激變換器實際上是在降壓型Buck變換器中插入隔離變壓器而成，主電路如圖1-1。開關(guān)管按PWM方式工作，VD1是輸出整流二極管，VD2是續(xù)流二極管，L1是輸出濾波電感，C1是輸出濾波電容。變壓器有三個繞組，一次側(cè)W1，二次側(cè)W2，復位繞組W3，VD3是復位繞組W3的串聯(lián)二極管。圖1-1單端正激變換器主電路單端正激變換器工作原理開關(guān)模態(tài)1[0，Ton]:如圖1-2,t=0時,VT導通,電源電壓Ui加在一次側(cè)W1上,鐵芯磁化,原邊回路的微分圖1-2正激變換器工作波形方程為（1-69）在此期間,鐵芯磁通Ф的增長為（1-70）變壓器的勵磁電流從零線性增加（1-71）二次側(cè)W2上的感應電壓為（1-72）此時整流二極管VD1導通，續(xù)流二極管VD2承受反向電壓而截止，濾波電感電流線性增加，副邊回路的微分方程為（1-73）根據(jù)變壓器的工作原理，原邊電流等于副邊折算到原邊的電流加上勵磁電流，即（1-74）開關(guān)模態(tài)2[Ton，Tr]t=Ton時,VT關(guān)斷,一次側(cè)和二次側(cè)中沒有電流流過，這時變壓器通過復位繞組W3進行磁復位，勵磁電流通過復位繞組W3、二極管VD3回饋到輸入電源。此時復位繞組上的電壓為（1-75）一次側(cè)和二次側(cè)上的電壓分別為（1-76）（1-77）這時二極管VD1關(guān)斷，濾波電感電流通過續(xù)流二極管VD2續(xù)流，與Buck變換器類似。加在VT上的電壓為（1-78）電源電壓Ui反向加在復位繞組W3上，鐵芯去磁，磁通Ф減?。?-79）式中ΔD=（Tr-Ton）/Ts，ΔD≤1-。勵磁電流從一次側(cè)中轉(zhuǎn)移到復位繞組中，并且開始線性減小。Tr時刻，，變壓器完成磁復位。開關(guān)模態(tài)3[Tr，Ts]在這個開關(guān)模態(tài)中，所有的繞組電流都為零，濾波電感電流繼續(xù)通過續(xù)流二極管VD2續(xù)流，加在VT上的電壓為。單端正激變換器基本關(guān)系從以上分析可知，正激變換器實際上是一個隔離的Buck變換器，其輸出電壓與輸入電壓的關(guān)系為（1-80）在正激變換器中，一個重要的概念是變壓器必須磁復位，否則磁通將不斷增加，導致磁芯飽和。因此在一個工作周期中，開關(guān)管VT導通時的磁通增量ΔФ（+），應該等于開關(guān)管VT關(guān)斷時的磁通減量ΔФ（-），即（1-81）或（1-82）由于ΔD≤1-，要滿足上式，有≤1-ΔD，即（1-83）由于開關(guān)管上VT上的耐壓是輸入電壓與復位繞組W3的電壓K13之和，所以K13不能太大，而K13太小，占空比又要減小，為了充分提高占空比，又減小UVT，一般取K13等于1，這時等于0.5，UVT等于2。在VT導通期間，鐵芯磁化，續(xù)流二極管VD2上的電壓為（1-84）二極管VD2上的電壓為（1-85）在VT截止期間，鐵芯退磁，整流二極管VD1上的電壓為（1-86）流過電感Lf的電流最大值為（1-87）就是流過VD1、VD2的最大電流。流過開關(guān)管VT的電流最大值為（1-88）Buck變換器引入變壓器，實現(xiàn)了電源側(cè)與負載側(cè)的電氣隔離，也使正激變換器的輸出電壓可高于電源電壓或低于電源電壓，還可實現(xiàn)多路輸出。隔離型Buck-Boost變換器——單端反激式（Flyback）變換電路單端反激式變換器在變壓器的初級是降壓型Buck變換器，變壓器的次級是Boost變換器，也是一種隔離型直流變換器。單端反激變換器中變壓器的磁通也只在單方向變化，開關(guān)管導通時電源將能量轉(zhuǎn)為磁能存儲在變壓器的電感中，當開關(guān)管阻斷時再將磁能轉(zhuǎn)變?yōu)殡娔軅魉徒o負載。圖1-3為反激式（Flyback）變換器主電路，它由開關(guān)VT、整流二極管VD1、電容C1和變壓器構(gòu)成。開關(guān)管VT按PWM方式工作。變壓器的一次側(cè)W1和二次側(cè)W2要求緊密耦合，變壓器鐵芯采用普通導磁材料時必須加氣隙，以保證在最大負載電流時鐵芯不飽和，因為變壓器通過的電流有直流成分。單端反激式變換器有電流連續(xù)和斷續(xù)兩種工作方式。在單端反激式變換器中，變壓器是耦合電感，對一次側(cè)W1的自感L1來說，當開關(guān)管VT1斷開后其電流必然為零，因此它的電流不可能連續(xù)，但這時在二次側(cè)W2的自感L2上必引起電流，故對反激變換器來說，電流連續(xù)是指變壓器兩個繞組的合成安匝在一個開關(guān)周期內(nèi)不為零。而電流斷續(xù)是指變壓器兩個繞組的合成安匝在一個開關(guān)周期內(nèi)有一段時間為零。圖1-3反激式變換器主電路電流連續(xù)時單端反激式變換器的工作原理和基本關(guān)系①工作原理開關(guān)模態(tài)1[0，Ton]:如圖1-4(a)，t=0時VT導通，電源電壓Ui加在一次側(cè)W1上，這時二次側(cè)W2上的感應電壓為（1-89）其極性為上負下正。由于二極管VD1承受反向電壓而截止，負載電流由濾波電容C1提供，因此二次側(cè)W2處于開路狀態(tài)，只有一次側(cè)工作，一次側(cè)W1相當于一個電感，其電感量為L1，原邊電流從開始線性增加，一次側(cè)回路的微分方程為（1-90）當ｔ＝Ton時，達到最大值（1-91）在增加過程中，變壓器磁芯被磁化，磁通Ф線性增加，其增量為（1-92）開關(guān)模態(tài)2[Ton，Ts]：t=Ton時，VT關(guān)斷,一次側(cè)開路，二次側(cè)的感應電壓改變極性，其極性為上正下負，二極管VD1導通，儲存在變壓器中的磁場能通過VD2釋放，同時向濾波電容C1和負載供電。這時只有變壓器的副邊在工作，二次側(cè)相當于一個電感，其電感量為L2，二次側(cè)上的電壓為Uo，電流從線性下降，副邊回路的微分方程為（1-93）t=Ts時，達到最小值（1-94）(a)電流連續(xù)模式(b)電流斷續(xù)模式圖1-4反激式變換器工作波形在下降過程中，變壓器磁芯被去磁，磁通Ф線性減小，其減小量為（1-95）②基本關(guān)系穩(wěn)態(tài)工作時，VT導通時磁芯磁通Ф的增加量必等于VT關(guān)斷時磁芯磁通Ф的減小量，即（1-96）（1-97）（1-98）式中K12=W1/W2是變壓器原變和副邊的匝數(shù)比。電流斷續(xù)時單端反激式變換器的工作原理開關(guān)模態(tài)1[0，Ton]：如圖1-4(b)，t=0時，VT導通,原邊電流從零開始線性增加。當ｔ＝Ton時，達到最大值。開關(guān)模態(tài)2[Ton，Tdis]:t=Ton時,VT關(guān)斷,一次側(cè)開路，二次側(cè)的感應電壓改變極性，二極管VD1導通，儲存在變壓器中的磁場能通過VD2釋放，同時向濾波電容C1和負載供電。這時只有變壓器的副邊在工作，二次側(cè)相當于一個電感，其電感量為L2，電流從線性下降，t=Tdis時，=0。開關(guān)模態(tài)3[Tdis，Ts]:在這個階段，VT關(guān)斷，VD1截止，變壓器原副邊都開路，負載由濾波電容C1提供能量。DC-AC變換電路直流電源變換為交流電源即DC-AC變換是通過逆變器實現(xiàn)的。其基本類型見表1-4。表1-4常用DC-AC逆變器名稱電路形式電路特點電壓型單相半橋逆變電路負載上的電壓幅值為Ud的一半，負載上的功率為全橋逆變器的四分之一，開關(guān)管VT1、VT2上承受的電壓為Ud。電壓型單相全橋逆變電路負載上的電壓幅值為Ud，負載上的功率為半橋逆變器的四倍，開關(guān)管VT1～VT4上承受的電壓為Ud，控制方式有PWM脈寬調(diào)制方式，雙極性控制方式和移相控制方式等。電流型單相全橋逆變電路負載上的電流波形為方波，幅值為Id，開關(guān)管VT1～VT4上承受的電壓為負載上的電壓。負載上的電壓和相位由負載阻抗情況決定。電壓型三相橋式逆變電路負載上的相電壓幅值為Ud，開關(guān)管VT1～VT4上承受的電壓為Ud，控制方式有PWM脈寬調(diào)制方式，180°導電方式等。DC-AC變換電路的特點電壓型逆變器電壓型逆變器輸入端并接有大電容，逆變器由電容穩(wěn)壓提供恒電壓，逆變橋輸出到負載兩端的電壓為方波，其幅值為電容電壓，而逆變橋的輸出電流大小由負載決定，電流波形由負載的性質(zhì)決定。電阻型負載的電流波型和電壓波形一樣是方波。電阻電感性負載的電流波形根據(jù)其阻抗角的大小在方波和三角波之間。純電感負載的電流波形是三角波,而且功率因數(shù)為零。對于電阻電感型負載，為了提高逆變器輸出功率因數(shù)，加補嘗電容，組成RLC諧振負載，當逆變器的開關(guān)頻率和諧振負載頻率一致時，諧振負載等效為電阻R，而負載R上的電壓和電流都是正弦波，相位差為零，這時逆變器輸出最大的有功功率。RLC諧振負載有串聯(lián)型和并聯(lián)型。將RLC串聯(lián)可組成串聯(lián)諧振逆變器，串聯(lián)諧振逆變器采用電壓型逆變器，由恒電壓供電。電流型逆變器電流型逆變器輸入端串接有大電感，逆變器由電感穩(wěn)流提供恒電流，逆變橋輸出到負載兩端的電流為方波，其幅值為電感電流，而逆變橋的輸出電壓大小由負載決定，電壓波形由負載的性質(zhì)決定。電阻型負載的電壓波型和電流波形一樣是方波。電阻電感性負載的電壓波形根據(jù)其阻抗角的大小在方波和三角波之間。純電感負載的電壓波形是三角波,而且功率因數(shù)為零。對于電阻電感型負載，為了提高逆變器輸出功率因數(shù)，加補償電容，組成RLC并聯(lián)型諧振負載，當逆變器的開關(guān)頻率和諧振負載頻率一致時，諧振負載等效為電阻Ro=L/RC，這時逆變器輸出最大的有功功率。并聯(lián)諧振逆變器采用電流型逆變器，由恒電流供電。單相半橋逆變器單相半橋逆變器有兩個橋臂，其中一個橋臂由開關(guān)器件和反并聯(lián)二極管組成，另一個橋臂由兩個大容量電容串接而成，負載連接在兩個橋臂的中點。單相半橋逆變器只能組成電壓型逆變器，負載兩端的電壓幅值是外加電源電壓的一半，因此負載上的最大功率只是全橋逆變器的四分之一。單相全橋逆變器單相全橋逆變器有兩個橋臂，每個橋臂由開關(guān)器件和反并聯(lián)二極管組成，負載連接在兩個橋臂的中點。單相半橋逆變器可組成電壓型逆變器和電流型逆變器，組成電流型逆變器時，開關(guān)管上不能加反并聯(lián)二極管，如果開關(guān)器件自身帶有反并聯(lián)二極管，則必須在每個開關(guān)管上串接二極管，防止在橋臂換流時引起內(nèi)部環(huán)流。三相橋式逆變器在三相逆變電路中，應用最廣泛的是三相橋式逆變器，常用180o導電型。六個開關(guān)管的換相順序為VT1-VT2-VT3-VT4-VT5-VT6，每個開關(guān)管的導通角度為180o為了防止同一相上下兩個開關(guān)管同時導通，兩個開關(guān)管要先關(guān)后開，并留有余量，稱為死區(qū)時間。死區(qū)時間的長短根據(jù)開關(guān)器件的速度來決定。單相逆變器也有死區(qū)時間。另外一種控制方式為PWM脈寬調(diào)制工作方式。DC-AC變換電路的參數(shù)計算與器件選擇電壓型單相半橋逆變電路的參數(shù)計算與器件選擇根據(jù)不同的負載類型，計算負載的等效阻抗。對于電阻性負載，其等效阻抗Z就是負載電阻R；對于電阻電感性負載，阻抗Z為,可求出模和相位,，對于電阻電感性負載,為了提高輸出功率因數(shù)，有時采用電容補償，組成RLC串聯(lián)諧振負載,其等效阻抗為。諧振時，虛部為零，負載為等效電阻R。設(shè)逆變器的輸入電壓為Ud，輸出功率為P，對于電阻性負載和諧振負載，可得負載上的電流有效值為（1-99）對于電阻電感性負載（1-100）開關(guān)管VT1、VT2上的電壓定額為（1-101）開關(guān)管VT1、VT2上的電流定額為（1-102）開關(guān)管VT1、VT2除了選擇電壓和電流等級外，還要根據(jù)逆變器的開關(guān)頻率選擇開關(guān)時間。例：逆變器輸入電壓Ud為550V，輸出功率P為20KW，逆變器開關(guān)頻率為20KHz，RLC諧振負載，其等效電阻為負載上的電流有效值為開關(guān)管VT1、VT2上的電壓定額為開關(guān)管VT1、VT2上的電流定額為選開關(guān)管VT1、VT2為1200V-200A。電壓型單相全橋逆變電路的參數(shù)計算與器件選擇負載類型同(1)。設(shè)逆變器的輸入電壓為Ud，輸出功率為P，對于電阻性負載和諧振負載，可得負載上的電流有效值為（1-103）對于電阻電感性負載（1-104）開關(guān)管VT1、VT2上的電壓定額為（1-105）開關(guān)管VT1、VT2上的電流定額為（1-106）開關(guān)管VT1、VT2除了選擇電壓和電流等級外，還要根據(jù)逆變器的開關(guān)頻率選擇開關(guān)時間。例：逆變器輸入電壓Ud為550V，輸出功率P為20KW，逆變器開關(guān)頻率為20KHz，RLC諧振負載，其等效電阻為負載上的電流有效值為開關(guān)管VT1、VT2上的電壓定額為開關(guān)管VT1、VT2上的電流定額為選開關(guān)管VT1、VT2為1200V-100A電流型單相全橋逆變電路的參數(shù)計算與器件選擇對于電阻性負載，其等效阻抗Z就是負載電阻R；對于電阻電感性負載，阻抗Z為,可求出模和相位：,。為了提高輸出功率因數(shù)，有時采用電容補償，組成RLC并聯(lián)諧振負載,如圖1-5。圖1-5RLC并聯(lián)諧振負載其等效為導納為（1-107）諧振時，負載為等效電阻Ro和諧振頻率為（1-108）將代入Ro，得（1-109）開關(guān)管VT1、VT2上的電壓定額為（1-110）其中Uc是諧振電容C上的電壓開關(guān)管VT1、VT2上的電流定額為（1-111）其中為逆變器輸入電流。由負載輸出功率P求得（1-112）開關(guān)管VT1、VT2除了選擇電壓和電流等級外，還要根據(jù)逆變器的開關(guān)頻率選擇開關(guān)時間。例：逆變器輸出功率P為50KW，輸入電流Id為100A，負載諧振時的等效電阻Ro為5Ω,諧振電容C上的電壓峰值為開關(guān)管VT1、VT2上的電壓定額為開關(guān)管VT1、VT2上的電流定額為選開關(guān)管VT1、VT2為1700V-200A，或1400V-200A。④電壓型三相全橋逆變電路的參數(shù)計算與器件選擇電壓型三相全橋逆變電路的負載類型一般是電阻性負載或電阻電感性負載。設(shè)逆變器的輸入電壓為Ud，輸出功率為P，對于電阻性負載，可得負載上的線電流有效值為（1-113）對于電阻電感性負載（1-114）開關(guān)管VT1~VT6上的電壓定額為（1-115）開關(guān)管VT1~VT6上的電流定額為（1-116）組合變換電路組合變換電路將AC-DC，DC-DC，DC-AC或AC-AC基本變換電路根據(jù)輸入電源和負載要求的電源形式組合而成。供電電源有交流電源和直流電源兩種，而用電負載對電源的要求是多樣的。對于交流供電電源，用電負載是直流設(shè)備，一般采用二極管整流電路，直流需要調(diào)壓的，一般采用晶閘管可控整流。由于晶閘管可控整流存在諧波干擾和功率因數(shù)低的問題，而且輸入端變壓器體積大，目前中小功率裝置逐步被AC-DC-DC或AC-DC-AC-DC系統(tǒng)代替，特別是開關(guān)電源。AC-DC-DC系統(tǒng)還可以將二極管整流和Boost升壓電路組成功率因數(shù)校正電路。對于交流供電，交流變頻或要求在某種頻率工作的用電設(shè)備，傳統(tǒng)的中高頻電源采用晶閘管整流—晶閘管逆變電路，晶閘管整流—可關(guān)斷開關(guān)器件逆變，目前很多電源采用二極管整流—直流直流變換—可關(guān)斷開關(guān)器件逆變組成AC-DC-DC-AC系統(tǒng)。對于直流供電電源，要求升壓或降壓的直流負載，直接采用Buck或BoostDC-DC變換器，輸入輸出沒有隔離，采用逆變器高頻調(diào)壓—變壓器變壓—高頻整流，組成DC-AC-DC系統(tǒng)，逆變器采用PWM脈寬調(diào)制實現(xiàn)調(diào)壓，變壓器固定變比實現(xiàn)變壓。AC-DC-DC-AC變換電路（降壓型）如圖1-6，輸入交流電壓經(jīng)二極管整流變換成直流電壓，經(jīng)Buck變換器組成的直流斬波電路變換成降壓式可調(diào)的直流電壓，經(jīng)橋式逆變器，輸出負載需要頻率的交流電壓。這種組合電路一般用于中高頻電源，一般在功率超過5KW時，二極管整流采用三相整流電路。圖1-6降壓型AC-DC-DC-AC變換電路AC-DC-DC-AC變換電路（升壓型）如圖1-7，輸入交流電壓經(jīng)二極管整流變換成直流電壓，經(jīng)Boost變換器組成的功率因數(shù)校正電路，變換成升壓式可調(diào)的直流電壓，經(jīng)橋式逆變器輸出負載需要頻率的交流電壓。這種組合電路一般用于中高頻電源。功率超過5KW時，二極管整流采用三相整流電路。圖1-7升壓型AC-DC-DC-AC變換電路DC-AC-DC變換電路如圖1-8，輸入直流電壓經(jīng)單相橋式逆變電路變換成交流電壓，經(jīng)變壓器變壓，全波二極管整流電路整流變換成直流電壓。這種組合電路一般用于降壓型直流電源，輸入是畜電池電源，輸出是固定低電壓，采用全波整流的目的是減小整流電路上的壓降，因為，全波整流只有一個二極管的壓降。如果要求輸出電壓升壓，變壓器變成升壓變壓器，采用全橋整流電路。因為輸出高壓時整流二極管上的壓降可忽略，并且去了變壓器的抽頭。如果要求輸出電壓可調(diào)，逆變器的控制方式采用PWM脈寬調(diào)制，有脈寬占空比調(diào)制方式，移相調(diào)制方式等，這樣可改變變壓器初級電壓的脈沖寬度，調(diào)節(jié)占空比，實現(xiàn)輸出電壓的調(diào)節(jié)。圖1-8降壓型逆變器調(diào)壓DC-AC-DC變換電路AC-DC-AC-DC變換電路如圖1-9，輸入交流電壓經(jīng)二極管整流變換成直流電壓，經(jīng)Buck變換器組成的直流斬波電路變換成降壓式可調(diào)的直流電壓，經(jīng)橋式逆變器，輸出高頻交流電壓，經(jīng)高頻變壓器變壓，全波二極管整流電路整流，變換成直流電壓。這種組合電路一般用于低壓直流電源。逆變器采用PWM脈寬調(diào)制方式，在輸出低電壓時出現(xiàn)占空比丟失，也就是低壓不能調(diào)節(jié)。采用直流斬波電路，輸出電壓可從零開始調(diào)節(jié)，實現(xiàn)全范圍電壓調(diào)節(jié)。圖1-9降壓型Buck變換器調(diào)壓AC-DC-AC-DC變換電路功率器件的驅(qū)動與保護電路典型全控器件的驅(qū)動電路包括電流驅(qū)動型器件的驅(qū)動電路和電壓驅(qū)動型器件的驅(qū)動電路。電流驅(qū)動型器件主要有GTO和GTR，電壓驅(qū)動型器件主要有MOSFET和IGBT。本節(jié)主要介紹電壓驅(qū)動型器件的驅(qū)動電路。IGBT和MOSFET驅(qū)動電路功率MOSFET導通電阻低，和雙極型晶體管不同，它的柵極電容比較大，在導通之前要先對該電容充電，當電容電壓超過閾值電壓時MOSFET才開始導通。因此，柵極驅(qū)動器的負載能力必須足夠大，以保證在系統(tǒng)要求的時間內(nèi)完成對等效柵極電容的充電。功率MOSFET驅(qū)動不足將造成轉(zhuǎn)換過程長、開關(guān)功率損耗大。功率MOSFET柵極輸入電路本質(zhì)上是容性的，但它的實際負載由于米勒效應的影響與一個真正的容性負載有很大的差別。更不能僅將功率MOSFET的輸入電容當作驅(qū)動電路的實際負載來考慮。實際上，一個功率MOSFET的有效輸入電容要比高的多，所以驅(qū)動電路設(shè)計選型，不僅要知道功率MOSFET最大有效負載，更重要的是要知道驅(qū)動電路在一次給定的開關(guān)過程中的瞬時負載。這可以從柵源電壓與總的柵極電荷之間的曲線上得到，如圖1-10。曲線按導通延遲、上升、下降、關(guān)斷延遲分為四個時間段，就可確定出相應時刻的柵極有效電容。由該段有效電容的大小，就可確定該段對驅(qū)動電路電流的要求。有效電容為（1-117）驅(qū)動電流為（1-118）柵極所需驅(qū)動功率為（1-119）柵極特性曲線上任意一點的斜率為：（1-120）即等于該點有效輸入電容的倒數(shù)。從圖1-10可以看出，功率MOSFET柵極電荷特性曲線至少有三種不同數(shù)值的斜率（對應三種不同數(shù)值的輸入電容）：0-a段，斜率很大，對應的很小，因而很容易充電；ab平臺段，斜率為零，對應的為無窮大，充電困難；b-c段，斜率比0-a段小，對應的比0-a段大。上述三段對應的柵極電荷的意義為：0-a段柵極電荷對應于導通延遲期間所需的電荷；a-b平臺段柵極電荷對應于影響VDS上升或下降所需的電荷；b-c段柵極電荷對應于關(guān)斷延遲期間的電荷。顯然，根據(jù)圖各柵極電荷的數(shù)值ΔVTG和相應的各段所要求的時間Δt，就可以粗略地計算上述各段所對應的驅(qū)動電流為：（1-121）從而，可以根據(jù)計算出的驅(qū)動電流來選擇具有相應驅(qū)動電流能力的驅(qū)動電路。圖1-10柵極電荷特性曲線（FVTA11N90C）例：型號為FVTA11N90C的功率MOSFET，工作頻率f為1MHz，計算它對驅(qū)動電流的要求：導通延遲時間段，功率MOSFET所需的驅(qū)動電流為：上升、下降時間段，功率MOSFET所需的驅(qū)動電流為：關(guān)斷延遲時間段，功率MOSFET所需的驅(qū)動電流為：驅(qū)動功率需要注意的是，上述計算出來的驅(qū)動電流值是近似值，所以選擇驅(qū)動電路時要留一定的裕量，根據(jù)實驗經(jīng)驗，一般為1.5～2倍的計算值。IGBT的觸發(fā)和關(guān)斷要求給其柵極和基極之間加上正向電壓和負向電壓，柵極電壓可由不同的驅(qū)動電路產(chǎn)生。當選擇這些驅(qū)動電路時，必須考慮器件關(guān)斷負偏壓的要求、柵極電荷的要求、快速性要求和電源的供電功率。因為IGBT柵極－發(fā)射極阻抗大，故可使用MOSFET驅(qū)動技術(shù)進行觸發(fā)，不過由于IGBT的輸入電容較MOSFET為大，故IGBT的關(guān)斷負偏壓應該比MOSFET驅(qū)動電路高。對IGBT驅(qū)動電路的一般要求：

1）柵極驅(qū)動電壓IGBT開通時，正向柵極電壓值應該足夠令I(lǐng)GBT產(chǎn)生完全飽和，并使通態(tài)損耗減至最小，同時也應限制短路電流和功率應力。在任何情況下，開通時的柵極驅(qū)動電壓，應該在12～20V之間。當柵極電壓為零時，IGBT處于斷態(tài)。但是，為了保證IGBT在集電極－發(fā)射極電壓上出現(xiàn)dv/dt噪聲時仍保持關(guān)斷，必須在柵極上施加一個反向關(guān)斷偏壓，采用反向偏壓還減少了關(guān)斷損耗。反向偏壓應該在－5～－15V之間。

2）選擇適當?shù)臇艠O串聯(lián)電阻Rg對IGBT柵極驅(qū)動相當重要。IGBT的開通和關(guān)斷是通過柵極電路的充放電來實現(xiàn)的，因此柵極電阻值將對IGBT的動態(tài)特性產(chǎn)生極大的影響。數(shù)值較小的電阻使柵極電容的充放電較快，從而減小開關(guān)時間和開關(guān)損耗。所以，較小的柵極電阻增強了器件工作的快速性（可避免dv/dt帶來的誤導通），但與此同時，它只能承受較小的柵極噪聲，并可能導致柵極－發(fā)射極電容和柵極驅(qū)動導線的寄生電感產(chǎn)生振蕩。3）柵極驅(qū)動功率IGBT要消耗來自柵極電源的功率，其功率受柵極驅(qū)動負、正偏置電壓的差值、柵極總電荷和工作頻率f的影響。電源的最大峰值電流為：（1-122）電源的平均功率為（1-123）下面介紹幾種驅(qū)動電路。TLP250功率驅(qū)動電路及應用TLP250是一種可直接驅(qū)動小功率MOSFET和IGBT的功率型光耦，其最大驅(qū)動峰值電流達1.5A。選用TLP250光耦既保證了功率驅(qū)動電路與PWM脈寬調(diào)制電路的可靠隔離，又具備了直接驅(qū)動MOSFET的能力，使驅(qū)動電路特別簡單。東芝公司的專用集成功率驅(qū)動電路TLP250是8腳雙列封裝，適合于功率MOSFET柵極驅(qū)動電路。TLP250驅(qū)動主要具備以下特征：輸入閾值電流5mA(max)；電源電流11mA(max)；電源電壓10～35V；輸出電流±0.5A(min)；開關(guān)時間0.5μs(max)?？捎糜?00KHz的開關(guān)電路的驅(qū)動中。TLP250經(jīng)三極管推挽功率放大電路進行功率放大，可驅(qū)動50A-600V的MOSFET功率管。如圖1-11。圖中Q1、Q2組成推挽輸出功率放大電路，R2、C1、VR1組成負偏壓電路，負偏壓的大小決定于穩(wěn)壓管VR1的值，一般VR1用5V穩(wěn)壓管，R2是C1的充電電阻，R3是柵極驅(qū)動電阻。VR2、VR3是柵極過壓保護穩(wěn)壓管。圖1-11TLP250組成的驅(qū)動電路UC3724/UC3725驅(qū)動電路由UC3724/UC3725、一個脈沖變壓器和一些無源器件構(gòu)成的基本驅(qū)動電路如圖1-12所示。UC3724/UC3725驅(qū)動電路采用獨特的調(diào)制方法使脈沖變壓器能夠同時傳輸驅(qū)動所需的信號和功率，內(nèi)部含有欠壓、過流保護電路。依照輸入TTL電平的高低不同，UC3724生成不同的載圖1-12UC3724/3725功率MOSFET驅(qū)動電路波信號。這種獨特的載波設(shè)計，不僅可設(shè)置載波的頻率，而且通過保證激磁電流在下一個振蕩周期之前為零，防止變壓器飽和。提高載波頻率可以減小變壓器的體積和重量。UC3725通過對隔離變壓器傳來的調(diào)制信號進行整流，并進行功率放大；同時，UC3725中的比較器通過對輸入信號的檢測，從載波信號中分離出控制信息，作為功率MOSFET門極提供浮動的驅(qū)動信號。UC3724/UC3725功率MOSFET驅(qū)動電路的優(yōu)點是可以在任意占空比下工作、響應速度快、輸出阻抗小、實用性強、電路結(jié)構(gòu)簡單；缺點是載波頻率的高低限制了最大的開關(guān)頻率，載波頻率的上限受變壓器磁芯參數(shù)限制，下限至少要高于信號頻率的4倍，以確保磁芯可靠復位。IHD680驅(qū)動電路IHD680是CONCEPT公司生產(chǎn)的驅(qū)動功率MOSFET的集成芯片，采用脈沖變壓器隔離，具有完善的保護功能，可以在0～1MHz的頻率范圍內(nèi)驅(qū)動單管或半橋的上下管兩個IGBT或功率MOSFET,可以提供8A的峰值輸出電流，是高頻大功率驅(qū)動模塊的理想選擇。其主要參數(shù)：開通延遲時間td(on)=60ns，關(guān)斷延遲時間td(off)=60ns，電流上升時間tr=30ns，電流下降時間tf=30ns，峰值輸出電流Ipk=8A，工作電源電壓12~16V，最高工作頻率fmax=1MHz。由IHD680構(gòu)成的驅(qū)動電路如圖1-13所示。IHD680驅(qū)動電路具有完善的保護功能，驅(qū)動能力強，工作頻率高。圖1-13IHD680驅(qū)動電路MAX4428驅(qū)動電路MAX4428驅(qū)動電路是MAXIM公司生產(chǎn)的專用驅(qū)動功率MOSFET的集成芯片，可以可靠地工作在1MHz～3MHz頻率下，其輸入與TTL/CMOS電平兼容。它的主要參數(shù)：開通延遲時間td(on)=10ns，關(guān)斷延遲時間td(off)=25ns，電流上升時間tr=20ns，電流下降時間tf=20ns，峰值輸出電流Ipk=1.5A，工作電源電壓：4.5～18V。由MAX4428構(gòu)成的驅(qū)動電路如圖1-14所示，采用光耦6N137隔離，其中In接來自控制回路的驅(qū)動控制信號，GND1接驅(qū)動控制信號的地，Out接被驅(qū)動功率MOSFET的G極，GND2接被驅(qū)動功率MOSFET的S極。圖1-14MAX4428驅(qū)動電路類似的MAX44系列驅(qū)動電路有：MAX4420集成驅(qū)動電路，工作頻率1MHz以上，開通延遲時間td(on)=35ns，關(guān)斷延遲時間td(off)=40ns，電流上升時間tr=25ns，電流下降時間tf=25ns，峰值輸出電流Ipk=6A。IXDD404集成驅(qū)動電路，可以工作在兆赫級頻率，開通延遲時間td(on)=36ns，關(guān)斷延遲時間td(off)=35ns，電流上升時間tr=16ns，電流下降時間tf=13ns，峰值輸出電流Ipk=4A。IXDD414集成驅(qū)動電路，開通延遲時間td(on)=30ns，關(guān)斷延遲時間td(off)=31ns，電流上升時間tr=22ns，電流下降時間tf=20ns，峰值輸出電流Ipk=14A。IR2110驅(qū)動電路IR2110是IR公司制作的MOSFET和IGBT專用驅(qū)動集成電路，內(nèi)部應用自舉操作設(shè)計了懸浮電源，可以在不單獨使用浮地電源的前提下同時驅(qū)動高、低端的功率MOSFET,具有快速完整的保護功能。它的主要參數(shù)如下：開通延遲時間td(on)=120ns，關(guān)斷延遲時間td(off)=94ns，電流上升時間tr=25ns，電流下降時間tf=17ns，峰值輸出電流Ipk=2A。IR2110驅(qū)動電路如圖1-15所示。VD是自舉二極管，采用恢復時間幾十納秒、耐壓在500V以上的超快恢復二極管。CH是自舉電容，采用0.1μF的陶瓷圓片電容。CL是旁路電容，采用一個0.1μF的陶瓷圓片電容和1μF的鉭電容并聯(lián)。VDD、VCC分別是輸入級邏輯電源和低端輸出級電源，它們使用同一個+12V電源，而VB是高端輸出級電源，它與VCC使用同一電源通過自舉技術(shù)來產(chǎn)生?？紤]到在功率MOSFET漏極產(chǎn)生的浪涌電壓會通過漏柵極之間的米勒電容耦合到柵極上擊穿氧化層，在VT1、VT2的柵源之間接上12V穩(wěn)壓管D1、D2，以限制柵源電壓，保護功率MOSFET。IR2110的優(yōu)點是應用自舉技術(shù)實現(xiàn)同一集成電路可同時輸出同一橋臂上高壓側(cè)與低壓側(cè)的兩個通道信號，體積小，集成度高，響應快，內(nèi)設(shè)欠壓封鎖，外設(shè)保護封鎖端口，成本低，易于調(diào)試；最大的不足是不能產(chǎn)生負偏壓，如果用于驅(qū)動橋式電路，由于米勒效應的作用，在開通與關(guān)斷時刻，容易在柵極上產(chǎn)生干擾，造成橋臂短路。圖1-15IR2110驅(qū)動電路EXB841驅(qū)動電路EXB841是日本富士公司生產(chǎn)的高速型IGBT專用驅(qū)動模塊，其驅(qū)動信號延遲小于lμS，最高工作頻率可達40kHz，內(nèi)部采用高隔離電壓光耦作為信號隔離，單20V電源供電，并有內(nèi)部過流保護和過電壓檢測輸出電路，以防止IGBT以正常驅(qū)動速度切斷過流時產(chǎn)生過高的集電極電壓尖脈沖損壞IGBT。由于它優(yōu)良的特性，EXB841驅(qū)動模塊廣泛應用于開關(guān)電源、UPS、電力傳動及電力補償?shù)阮I(lǐng)域。EXB841內(nèi)部原理圖如圖1-16所示。EXB841由放大部分、過流保護部分和5V電壓基準部分組成。放大部分由光耦合器IS01、V2、V4、V5和R1、C1、R2、R9組成，其中IS01起隔離作用，V2是中間級，V4和V5組成推挽輸出。過流保護部分由V1、V3、V6、VS1和C2、R3、R4、R5、R6、C3、R7、R8、C4等組成。它們實現(xiàn)過流檢測和延時保護功能。EXB84l的6腳通過快速二極管V7接至IGBT的集電極，顯然它是通過檢測電壓Uce的高低來判斷是否發(fā)生短路。5V電壓基準部分由R10,

VS2和C5組成，既為驅(qū)動IGBT提供-5V的反偏壓，同時也為輸入光耦合器IS01提供輔助電源。EXB841驅(qū)動電路如圖1-17。當輸入信號電流大于10mA時，采用圖1-17（a）方式，選擇電阻R1，使輸入電流為10mA。當輸入信號電流小于10mA時，采用圖1-17（b）方式，輸入信號經(jīng)三極管放大，選擇電阻R1，使輸入電流為10mA。EXB841的主要特點：(1)IGBT通常只能承受l0μs時間的短路電流，所以在EXB系列驅(qū)動器內(nèi)設(shè)有過流保護電路，實現(xiàn)過流檢測和延時保護功能。如果發(fā)生過電流，驅(qū)動器的低速切斷電路就慢速關(guān)斷IGBT(小于lμs的過流不響應)，從而保證IGBT不被損壞。而如果以正常速度切斷過電流，集電極產(chǎn)生的電壓尖脈沖足以破壞IGBT。(2)IGBT在開關(guān)過程中需要一個+15V電壓以獲得低開啟電壓，還需要一個一5V關(guān)柵電壓以防止關(guān)斷時的誤動作。這兩種電壓均可由20V供電的驅(qū)動器內(nèi)部電路產(chǎn)生。(3)由圖2可知光耦合器IS01由+5V穩(wěn)壓管供電，這似乎簡化了電路，但由于EXB841的腳1接在IGBT的E極，IGBT的開通和截止會造成電位很大的跳動，可能會有浪涌尖峰，這無疑對EXB841可靠運行不利。圖1-16EXB841內(nèi)部電路（a）（b）圖1-17EXB841驅(qū)動電路(4)IGBT開通和關(guān)斷時，穩(wěn)壓管VS2易受浪涌電壓和電流沖擊，易損壞。2SD315A驅(qū)動電路SD315A是CONCEPT公司一種集成度很高的驅(qū)動器,內(nèi)置短路與過流保護電路，具有保護自恢復功能，其保護動作閾值電壓可通過外接的參考電阻靈活設(shè)定；原副邊采用脈沖變壓器隔離，提供最高4000VAC的隔離電壓，可以在0~100kHz的頻率范圍內(nèi)驅(qū)動單管或半橋的上下管兩個MOSFET,且只需一路直流電源。它的主要參數(shù)：開通延遲時間td(on)=300ns，關(guān)斷延遲時間td(off)=350ns，電流上升時間tr=100~160ns，電流下降時間tf=80~130ns，峰值輸出電流Ipk=15A，工作電源電壓+15V，最高工作頻率：fmax=100kHz。由2SD315A構(gòu)成的驅(qū)動電路如圖1-18所示。2SD315A采用脈沖變壓器進行電氣隔離，由邏輯驅(qū)動接口LDI、智能門極驅(qū)動IGD和DC/DC變換器三個功能單元組成。一個LDI驅(qū)動兩個通道。LDI對加到輸入端的PWM信號進行編碼，以便通過脈沖變壓器傳輸；IGD對通過脈沖變壓器傳來的信號進行解碼和放大，并檢測MOSFET過流和短路狀態(tài)，產(chǎn)生響應和封鎖時間，同時輸出狀態(tài)信號到控制單元LDI；DC/DC變換器為各個驅(qū)動通道提供+15V電源。2SD315A外圍電路由信號輸入端保護與輸入通道互鎖電路、驅(qū)動電源智能監(jiān)控電路及狀態(tài)輸出與故障自復位電路組成。VDa1、VDa2、Ra1、Ra2、Ra3、Ca1與VDb1、VDb2、Rb1、Rb2、Rb3、Cb1實現(xiàn)對信號輸入端的保護；VDa3、Ra4、Ra5、VTa1與Db3、Rb4、Rb5、VTb1對A、B兩通道進行互鎖；VD4、VT2、VT3、R4、R5、R6、R7、R8組成驅(qū)動電源欠壓監(jiān)控電路，一旦電源VDD輸入電壓低于10~11V,它就向2SD315A內(nèi)部發(fā)送故障信號；故障自復位和狀態(tài)輸出電路由R1、R2、R3、VD1、VD2、VD3、VT1、IC1A、IC1B、C7組成。由2SD315A構(gòu)成的驅(qū)動電路的優(yōu)點是集成度高，驅(qū)動能力強，具有完善的保護功能。CONCEPT公司還有其它驅(qū)動電路，如2SD106A，6SD106E等。圖1-182SD315A驅(qū)動電路功率器件的保護電路過電流保護電路過電流保護在電源變換電路中是一個很重要的環(huán)節(jié)，直接影響到裝置的可靠性。在電源變換電路中，過電流的形成的原因主要有：①開關(guān)管或二極管損壞造成短路②控制電路或驅(qū)動電路故障或由于干擾引起的誤動作③輸出線接錯或絕緣擊穿造成短路④負載短路或過載引起過電流。MOSFET和IGBT的過流允許值一般為2倍的電流額定值，IGBT允許過流時間一般≤20MOSFET允許過流時間還要小?？紤]到過電流發(fā)生和硬件保護電路需要一定的時間，因此要求過電流檢測的電流傳感器（一般用霍爾傳感器）響應速度要快。在IGBT驅(qū)動電路中，如EXB系列和2SD系列驅(qū)動電路中就有驅(qū)動保護功能。除了在驅(qū)動電路中加過流保護功能外，還要在整流電路輸出、逆變電路輸入、負載回路加過流檢測進行過流保護。電流傳感器的安裝位置可選擇為：①與直流母線串聯(lián)，可以檢測直流母線后的逆變電路或負載回路的過電流②與負載串聯(lián)，可檢測負載回路的過電流③與每一個IGBT串聯(lián)，可直接檢測IGBT的過電流，但使用的電流傳感器多，成本高，一般不用。如圖1-19。圖1-19電流傳感器的安裝位置過電壓保護電路IGBT的開關(guān)時間約為1,MOSFET的開關(guān)時間小于1高速的MOSFET小于100nS。當IGBT或MOSFET由通態(tài)迅速關(guān)斷時，有很大的-di/dt產(chǎn)生，在主回路的布線電感上引起較大的尖峰電壓-Ldi/dt,如圖1-20。這個尖峰電壓與直流電源電壓疊加后加載關(guān)斷的IGBT的C-E圖1-20開關(guān)管關(guān)斷時的電壓波形極之間。如果尖峰電壓很大，可能使疊加后的Ucesp超出反向安全工作區(qū)，或者由于du/dt太大引起誤導通。過電壓的抑制方法可采用緩沖電路吸收方式或采用軟開關(guān)技術(shù)。軟開關(guān)技術(shù)在下一節(jié)介紹，本節(jié)主要介紹緩沖電路。采用性能良好的緩沖電路，可使功率MOSFET或IGBT工作在較理想的開關(guān)狀態(tài)，縮短開關(guān)時間，減少開關(guān)損耗，對裝置的運行效率、可靠性、安全性都有重要的意義。緩沖電路的主要形式如圖1-21。圖1-21a采用電容CS緩沖電路，各個開關(guān)管各用一個，也可一個橋臂上下兩個開關(guān)管公用一個。電容CS緩沖電路將開關(guān)管關(guān)斷時尖峰電壓的電能儲存在電容上，當開關(guān)管下一次導通時，電容的儲能要經(jīng)過開關(guān)管放電，由于開關(guān)管在導通時電阻很小，因此這個放電電流很大，對開關(guān)管造成很大的電流應力。電容緩沖電路一般用在小功率MOSFET開關(guān)管電路中；圖1-21b采用阻容RC緩沖電路，一個橋臂公用一個，也可兩個橋臂用一個，當然，吸收效果要差一些。將電容CS和電阻RS串聯(lián)，電容CS將開關(guān)管關(guān)斷時尖峰電壓的電能儲存在電容上，由于電阻RS的存在，限制了充電電流。當開關(guān)管下一次導通時，限制了電容放電電流，減小了對開關(guān)管的電流應力；圖1-21c采用RCD緩沖電路，加上二極管DS的作用是減小電容CS的充電時間，提高吸收效果。當開關(guān)管關(guān)斷時，電容CS充電儲能，二極管DS導通，將電阻RS短路，加快了電容CS對尖峰電壓的吸收。當開關(guān)管下一次導通時，二極管截止，RS串聯(lián)在電容CS回路中，限制了電容放電電流，減小了對開關(guān)管的電流應力；圖1-21d每個開關(guān)管用一個緩沖電路，提高峰值電壓吸收效果，但同時又增加了電阻RS的功率損耗。圖1-21b和c接法，電容CS上的最大電壓為尖峰電壓，最低電壓為電源電壓Ed,放電過程中在電阻RS上的功耗比較小。而圖1-21d接法，開關(guān)管關(guān)斷時，電容CS上的最大電壓約為1/2Ed＋Ldi/dt，當開關(guān)管下一次導通時，如果電阻還是和二極管并聯(lián)，電容CS上的電壓必須放到零，充放電過程中在電阻RS上的功耗比較大。采用圖1-21d的接法，將上橋臂的緩沖電阻RS接到電源負端，將下橋臂的緩沖電阻RS接到電源正端，開關(guān)管關(guān)斷時，電容CS通過二極管DS吸收峰值電壓，當開關(guān)管下一次導通時，電容CS通過電阻RS放電到電源電壓Ed,減小了電阻RS下面以圖1-21c和d為例分析緩沖電路的工作原理。圖1-22a是圖1-21c的實際接線圖。圖中Lm是直流母線線路電感。假如當前工作狀態(tài)是VT1、VT4導通，VT2、VT3關(guān)斷，CS上的電壓為Ed。在VT1、VT4關(guān)斷過程中，在線路電感Lm上產(chǎn)生反電勢Lmdi/dt，在直流母線上產(chǎn)生尖峰電壓，這個尖峰電壓迅速通過VDS對CS充電，被CS 吸收，當尖峰電壓過后，CS上的電壓大于Ed，VDS截止，CS通過RS對電源Ed放電。VT2、VT3從導通到關(guān)斷過程和VT1圖1-22b是圖1-21d的實際接線圖。假如當前工作狀態(tài)是VT1、VT4導通，VT2、VT3關(guān)斷，CS2、CS3上的電壓為Ed。在VT1、VT4關(guān)斷過程中，為了保持負載電流連續(xù)，VD2、VD3導通，VDS2被箝位在Ed。VDS1、VDS4導通，線路電感Lm仍維持負載不變的趨勢向CS1、CS4(a)(b)(c)(d)圖1-21緩沖電路的主要形式(a)(b)圖1-22RCD緩沖電路充電，由于VDS1、VDS4具有正向過渡特性，開始時有較大的正向電壓，加在VT1、VT4C-E兩端電壓為：（1-124）隨著充電過程的進行，VDS1、VDS4正向過渡過程很快結(jié)束，其正向壓降逐步減小到零，VT1、VT4C-E上的電壓從迅速減小。但隨著CS1、CS4的充電，其兩端電壓又逐步升高，達到。當CS1、CS4的充電過程結(jié)束，DS1、DS4截止，CS1通過Lm、Ed、VD2、VDS1，CS通過VDS4、VD、Lm、Ed構(gòu)成LC電路開始放電，VDS1、VDS4開始出現(xiàn)反向恢復電流，并進入關(guān)斷過程。VDS1、VDS4關(guān)斷后，VDS1、VDS4上承受的反向電壓為（1-125）產(chǎn)生過電壓的根本原因是主回路布線電感Lm，在關(guān)斷過程的儲能為（1-126）緩沖電路吸收的能量為（1-127）令緩沖電路吸收的能量和Lm的儲能相等，有（1-128）為確保Lm的儲能全部被CS吸收,應有（1-129）式中，Lm=1M；=2(額定值)；=0.9,=400V(交流220V電網(wǎng))或700V(交流380V電網(wǎng))。緩沖電阻的要求是當開關(guān)管關(guān)斷時，CS上的積累電荷90%能及時釋放掉。阻值過小緩沖電路可能振蕩，開關(guān)管導通時的電流增加。RS的取值為（1-130）緩沖電阻產(chǎn)生的功耗與阻值無關(guān)，有下式確定（1-131）系數(shù)10是電阻RS的功率裕量，以防溫度過高，f為開關(guān)頻率。軟開關(guān)技術(shù)基礎(chǔ)隨著電源變換技術(shù)的應用和電源變換裝置向高頻化大容量的發(fā)展，使裝置內(nèi)部電壓和電流在開關(guān)器件切換過程中產(chǎn)生劇變，在線路電感和開關(guān)器件內(nèi)部電容的作用下發(fā)生諧振，不但使開關(guān)器件承受很大的電壓和電流應力，而且在電源變換裝置輸入和輸出引線及周圍空間產(chǎn)生高頻電磁噪聲，對電子設(shè)備引發(fā)電磁干擾（ElectroMagneticInterference——EMI）。防御EMI的措施，一般采用軟開關(guān)技術(shù)（SoftSwitching），零電壓開關(guān)和零電流開關(guān)統(tǒng)稱軟開關(guān)。圖1-23為硬開關(guān)和軟開關(guān)波形比較。圖1-23硬開關(guān)和軟開關(guān)波形比較最理想的軟開通過程:電壓先下降到零后,電流再緩慢上升到通態(tài)值,所以開通損耗近似為零。另外,因器件開通前電壓已下降到零,器件結(jié)電容上的電壓亦為零,故解決了容性開通問題,這意味著二極管已經(jīng)截止,其反向恢復過程結(jié)束,因此二極管反向恢復問題亦不復存在。最理想的軟關(guān)斷過程:電流先下降到零,電壓再緩慢上升到斷態(tài)值,所以關(guān)斷損耗近似為零。由于器件關(guān)斷前電流已下降到零,即線路電感中電流亦為零,所以感性關(guān)斷問題得以解決。由此可見,軟開關(guān)技術(shù)可以解決硬開關(guān)PWM變換器的開關(guān)損耗問題、容性開通問題、感性關(guān)斷問題、二極管反向恢復問題,同時也能解決由硬開關(guān)引起的EMI問題。軟開關(guān)包括軟開通和軟關(guān)斷:軟開通有零電流開通和零電壓開通兩種；軟關(guān)斷有零電流關(guān)斷和零電壓關(guān)斷兩種。零電流關(guān)斷:關(guān)斷驅(qū)動信號給出后,開關(guān)器件通過的電流先降到零后，開關(guān)器件端電壓從通態(tài)值上升到斷態(tài)值,開關(guān)器件進入截止狀態(tài)。零電壓關(guān)斷:關(guān)斷驅(qū)動信號給出后,開關(guān)器件通過的電流從通態(tài)值下降到斷態(tài)值后,端電壓才從通態(tài)值上升到斷態(tài)值,開關(guān)器件進入截止狀態(tài)。在電流下降到斷態(tài)值前，開關(guān)器件的端電壓必須維持在通態(tài)值(約等于零)。零電壓開通:開通驅(qū)動信號給出后,開關(guān)器件端電壓先下降到通態(tài)值(約等于零)后，開關(guān)器件電流從斷態(tài)值上升到通態(tài)值,開關(guān)器件進入導通狀態(tài)。零電流開通:開通驅(qū)動信號在t1時刻給出,開關(guān)器件電流必須維持在零值，開關(guān)器件端電壓從斷態(tài)值下降到通態(tài)值以后,電流才從斷態(tài)值上升到通態(tài)值,開關(guān)器件進入導通狀態(tài)。開關(guān)損耗開關(guān)器件在工作過程的損耗包括關(guān)斷損耗、導通損耗和開關(guān)損耗。圖1-24是開關(guān)器件三種工作在硬開關(guān)狀態(tài)的電壓、電流和損耗示意圖。在0-t1階段，開關(guān)器件處于關(guān)斷狀態(tài)，開關(guān)器件承受的電壓由輸入電壓和電路決定，而流過的電流近似為零，所以關(guān)斷損耗近似為零；t1-t2階段，開關(guān)器件在控制電路的驅(qū)動下導通，由于開關(guān)器件存在導通時間，在導通過程中，流過的電流逐步增加，器件上承受的電壓逐步下降，這段時間電壓和電流重疊，在開關(guān)器件上產(chǎn)生損耗，稱為開通損耗；t2-t3階段，開關(guān)器件完全導通，由于開關(guān)器件存在導通圖1-24開關(guān)器件三種工作狀態(tài)的電壓、電流和損耗示意圖壓降，因此會產(chǎn)生導通損耗；t3-t4階段，開關(guān)器件在控制電路的驅(qū)動下關(guān)斷，由于開關(guān)器件存在關(guān)斷時間，在關(guān)斷過程中，流過的電流逐步減小，器件上承受的電壓逐步上升，這段時間電壓和電流重疊，在開關(guān)器件上產(chǎn)生損耗，稱為關(guān)斷損耗。t4以后，開關(guān)器件又回到關(guān)斷狀態(tài)。導通損耗和關(guān)斷損耗統(tǒng)稱為開關(guān)損耗。如果開關(guān)器件在關(guān)斷時承受的電壓為E，導通時流過的電流為I，則開關(guān)損耗近似用下式表示為(1-132)式中tS為導通和關(guān)斷時間之和，f為器件的開關(guān)頻率。例如IGBT的開關(guān)時間為2，E=500V，I=100A，當開關(guān)頻率f=5KHz時，開關(guān)損耗為250W。如果IGBT的導通壓降為2.5V，導通損耗為250W。開關(guān)損耗和導通損耗相等。當開關(guān)頻率小于5KHz時，開關(guān)損耗比導通損耗小，當開關(guān)頻率大于5KHz時，開關(guān)損耗超過導通損耗。如果開關(guān)頻率上升到50KHz，則開關(guān)損耗上升到2500W，這個損耗不能不考慮。開關(guān)損耗不但降低了電源變換裝置的效率，而且也給開關(guān)器件的散熱帶來很大的問題。減小導通損耗的措施是選擇導通壓降小的開關(guān)器件，而減小開關(guān)損耗是要消除或減小開關(guān)過程的電壓和電流重疊時間，這不能靠器件本身解決，而要通過外部電路來改變開關(guān)過程的電壓和電流軌跡，實現(xiàn)消除或在很小的電壓電流重疊時間狀態(tài)下進行開關(guān)動作，這種方法稱為軟開關(guān)技術(shù)。如圖1-25，硬開關(guān)導通過程，開關(guān)器件沿軌跡A工作，電壓在下降以前，電流已經(jīng)超過額定值。硬開關(guān)關(guān)斷過程，開關(guān)器件沿軌跡B工作，電流在下降以前，電壓已經(jīng)超過額定值。軟開關(guān)導通過程，開關(guān)器件沿軌跡C工作，電壓在下降過程中，電流保持為零，一直到電壓很小時，電流才開始上升。軟開關(guān)關(guān)斷過程，開關(guān)器件沿軌跡D工作，電流在下降過程中，電壓保持為零，一直到電流很小時，電壓才開始上升。軟開關(guān)消除或減小了電壓電流的重疊時間。圖1-25開關(guān)過程的電壓和電流軌跡減小開關(guān)損耗的措施高頻逆變器采用諧振負載圖1-26是高頻逆變器原理圖，逆變器采用全橋型，負載經(jīng)變壓器折算到初級為一個等效電阻，和輔助電容Cr、輔助電感Lr組成RLC諧振負載，等效負載A、B兩端的電壓為方波電壓，幅值為電源電壓Ud，流過的電流為正弦波，當VT1、VT4導通、VT2、VT3關(guān)斷時，電流從A流向B，當VT1、VT4關(guān)斷、VT2、VT3導通時，電流從B流向A。電路有三種工作方式：①電壓和電流同相位，如圖1-27a。逆變器的開關(guān)頻率和諧振負載的頻率一致，開關(guān)管VT1、VT2、VT3、VT4在切換時流過開關(guān)管的電流為零，避開了電壓和電流的重疊時間，實現(xiàn)了零電流開關(guān)。②電壓超前電流，如圖1-27b。逆變器的開關(guān)頻率高于諧振負載的頻率，開關(guān)管VT1、VT2、VT3、VT4圖1-26高頻逆變器原理圖VT1、VT4關(guān)斷時，電流繼續(xù)從A流向B，使反并聯(lián)二極管VD2、VD3導通，VT2、VT3上的電壓為零，當電流i反向后，VT2、VT3在零電壓導通。如果在VT1、VT2、VT3、VT4上并聯(lián)電容，則du/dt變緩，關(guān)斷時開關(guān)管上的電壓維持較小，避開了電壓和電流的重疊時間，實現(xiàn)了零電壓開關(guān)。③電壓滯后電流，如圖1-27c，逆變器的開關(guān)頻率低于諧振負載的頻率。如果開關(guān)管VT1、VT2導通，當i過零反向，反并聯(lián)二極管VD1、VD4導通，電流i通過VD1、VD4，VT1、VT4在零電流、零電壓下關(guān)斷。當驅(qū)動VT3、VT4時，如果VD1、VD4的反向恢復時間較長，VD1、VD4來不及關(guān)斷，很可能造成橋臂上下直通。因此一般不工作在第三種工作方式。圖1-27高頻逆變器輸出波形成使用緩沖電路緩沖電路有電壓緩沖電路和電流緩沖電路。在開關(guān)管的兩端并聯(lián)電容，可消除開關(guān)器件的電壓、電流重疊區(qū)，從而減小開關(guān)損耗。在開關(guān)回路串聯(lián)電感，可實現(xiàn)零電流開關(guān)。為了使開關(guān)器件不消耗能量，在電容上附加電阻和二極管，組成RCD緩沖電路，在電感上附加電阻和二極管，組成RLD緩沖電路。這樣，有部分開關(guān)損耗加在電阻上，裝置的總體損耗還是增加了。一般緩沖電路不稱為軟開關(guān)。采用諧振開關(guān)技術(shù)對于硬性開關(guān)方式所固有的問題,解決的方式只有從根本上改變傳統(tǒng)電路的拓撲結(jié)構(gòu)。20世紀80年代迅速發(fā)展起來的諧振開關(guān)技術(shù)為降低器件的開關(guān)損耗和提高開關(guān)頻率找到了有效的辦法,引起了電力電子技術(shù)領(lǐng)域的極大興趣和普遍重視。諧振開關(guān)技術(shù)的實質(zhì)就是在主電路上增加儲能元件L、C,利用諧振原理使功率器件兩端的電壓或流過的電流呈區(qū)間性正弦波規(guī)律變化，消除電壓電流在開關(guān)過程的重疊,以實現(xiàn)功率器件零電流開關(guān)(ZCS)或零電壓開關(guān)(ZVS),使開關(guān)損耗降到理論上為零。同時諧振參數(shù)中吸收了高頻變壓器漏抗、電路中寄生電感和功率器件的寄生電容,可以消除高頻時產(chǎn)生的電壓尖峰和浪涌電流,達到降低器件開關(guān)應力,消除電磁干擾和電源噪音的目的。諧振開關(guān)（resonantswitch）是一個由開關(guān)器件、諧振電感和諧振電容組成的電子電路，分為電流型和電壓型諧振開關(guān)。電流型諧振開關(guān)為ZCS，電感與開關(guān)是串聯(lián)的，電壓型諧振開關(guān)為ZVS，電容與開關(guān)是并聯(lián)的。諧振開關(guān)代替PWM開關(guān)可以產(chǎn)生許多準諧振（VTRC）電路拓撲，如零電壓準諧振（ZVSVTRC）、零電流準諧振（ZCSVTRC）和零電壓多諧振（ZVSMRC）、零電流多諧振（ZCSMRC）。這些準諧振和多諧振變換器實質(zhì)上都是PWM變換器在考慮了寄生參數(shù)以后的高頻等效電路，其拓撲結(jié)構(gòu)比較接近實際情況。諧振開關(guān)的三種基本結(jié)構(gòu)：①串聯(lián)電感②并聯(lián)電容③反并聯(lián)二極管。串聯(lián)電感是零電流開關(guān)ZCS（ZeroCurrentSwitching）的基本結(jié)構(gòu)，它和電容、反并聯(lián)二極管組成零電流準諧振開關(guān)，如圖1-28(a)。開關(guān)S導通時，由于電感Lr的存在，電流ic緩慢上升，抑制了di/dt，Uce在電流ic上升前下降到零，消除了Uce和ic的重疊時間，減小了開通損耗，可在任意時刻使開關(guān)S以零電流導通。開關(guān)S關(guān)斷之前，電感Lr上的儲能通過LrCr諧振轉(zhuǎn)換到電容Cr上。S關(guān)斷后，電感Lr上的電流為零，電容Cr上的電壓為電路外加電壓E。并聯(lián)電容是零電壓開關(guān)ZVS（ZeroVotlageSwitching）的基本結(jié)構(gòu)，它和電感、反并聯(lián)二極管組成零電壓準諧振開關(guān)，如圖1-28b。開關(guān)S關(guān)斷時，由于電容Cr