擴(kuò)頻通信技術(shù) 第5章

擴(kuò)頻信號

的解擴(kuò)和解調(diào)第5章2

擴(kuò)頻通信系統(tǒng)接收信號一般很微弱

設(shè)計良好的相關(guān)器（例如乘積檢波器），可以允許在輸入信噪比低達(dá)-50~-20dB的條件下，從強(qiáng)干擾噪聲中檢測出微弱信號。因此大多數(shù)擴(kuò)頻信號的解擴(kuò)都使用相關(guān)檢測器，也有一些簡單的擴(kuò)頻通信系統(tǒng)使用非相關(guān)檢測器。

接收信號功率通常約為10-12~10-15W（-90dBm~-120dBm）左右，而信道中的大氣噪聲在擴(kuò)頻通帶內(nèi)的功率約為10-13W（-100dBm）左右，其它干擾信號的功率更要大得多，有用信號被干擾和噪聲所淹沒。所以擴(kuò)頻接收機(jī)一般要在輸入端信噪比為-30~0dB條件下進(jìn)行信號處理。

相關(guān)器具有很強(qiáng)的微弱信號檢測能力引言3（1）對擴(kuò)頻信號進(jìn)行解擴(kuò)/跳；（2）對解擴(kuò)/跳后的載有信息的信號進(jìn)行解調(diào)。引言

擴(kuò)頻信號解調(diào)需要兩步來完成對DS或FH系統(tǒng)，解擴(kuò)/跳是通過與本地參考信號相乘來完成。

結(jié)構(gòu)上：本地參考信號在結(jié)構(gòu)上與發(fā)端信號相同；相位上：在時間或相位上與由發(fā)端信號同步?；鶐盘柣謴?fù)是傳統(tǒng)的解調(diào)問題。45.1擴(kuò)頻信號的相關(guān)解擴(kuò)5.1.1相干通信的基本概念

信號的相干性

在物理學(xué)里，相干性(拉丁文cohaerere)描述波在傳播時，其物理量在不同地點或不同時間的相關(guān)特性。相干特性是由于波相位的變化而產(chǎn)生。因為相位的差別，兩個波的疊加會造成建設(shè)性干涉或摧毀性干涉。假設(shè)，兩個波的相位差別為常數(shù)，則它們的頻率必定相同，稱這兩個波為相干的。在實際振蕩器中，無論相位如何穩(wěn)定，都會有隨機(jī)成分。只要隨機(jī)成分占的比例很小，可以忽略，或不影響可分析和控制，那么工程上仍可認(rèn)為是相干信號或部分相干信號。5設(shè)波形為相關(guān)運(yùn)算就是用一個與s(t)有密切相干關(guān)系的本地參考信號sr(t)與r(t)相乘后積分，即

相關(guān)運(yùn)算（Correlation）圖5-1相干檢測原理圖本地參考信號sr(t)與信號s(t)的頻率相同，且相位是相干的。相乘器可用鑒相器（或環(huán)形平衡混頻器）來實現(xiàn)，低通濾波器起到積分的作用。6

相干檢測的低通濾波器（積分器）可以消除一部分噪聲分量影響，從而改善接收系統(tǒng)輸出信號質(zhì)量。

本地相干參考信號的產(chǎn)生本地參考信號是由鎖相環(huán)路產(chǎn)生的。

鎖相環(huán)路是信號相位檢測的最佳估計設(shè)備。鎖相環(huán)路可等效為信號相位的線性系統(tǒng)。可設(shè)計成對信號相位進(jìn)行最優(yōu)跟蹤（指動態(tài)跟蹤誤差與噪聲隨機(jī)誤差的均方值最?。Ｒ虼丝梢詫崿F(xiàn)相干通信。7

對于擴(kuò)頻信號，接收端要復(fù)制一個與發(fā)射端擴(kuò)頻碼結(jié)構(gòu)相同、碼元同步的本地參考擴(kuò)頻碼信號。收、發(fā)兩端擴(kuò)頻碼同步信號相乘并積分的過程為相關(guān)解擴(kuò)。

相關(guān)解擴(kuò)完成解擴(kuò)功能的載波同步及碼元同步的是一些特殊的鎖相環(huán)，如利用平方環(huán)、Costas環(huán)等進(jìn)行載波同步；利用包絡(luò)檢波法、延遲相干法等完成碼元同步；利用延遲鎖定環(huán)、τ-抖動環(huán)以及匹配濾波器等完成擴(kuò)頻碼同步。8DS和FH系統(tǒng)相關(guān)處理（解擴(kuò)）的過程是一樣的。區(qū)別：本地參考信號是DS信號還是FH信號。共同點：接收機(jī)的Gp都是在相關(guān)處理中把有用的寬帶信號變換成窄帶信號，把無用的窄帶信號或?qū)拵盘枺ǜ蓴_）變換成寬帶信號，從而降低了干擾信號的功率譜密度，提高了窄帶濾波器輸出端的信噪比，而獲得系統(tǒng)處理增益。擴(kuò)頻信號的相關(guān)解擴(kuò)器一般有兩種形式：“直接式”和“外差式”。9（1）優(yōu)點：結(jié)構(gòu)簡單；（2）缺點：對于干擾信號有直通現(xiàn)象；特點

在載波附近的窄帶干擾信號（比有用信號強(qiáng)）可能繞過相關(guān)解擴(kuò)器，如通過空間波耦合形式直接泄漏出去。此時，干擾信號沒有參與相關(guān)運(yùn)算就直接到達(dá)解擴(kuò)器輸出端，失去了在相關(guān)處理過程中所能獲得的處理增益。因此，直接式相關(guān)解擴(kuò)的抗干擾能力較低，僅用在一些對抗干擾能力要求不高的擴(kuò)頻系統(tǒng)中。圖5-3直接式相關(guān)解擴(kuò)器105.1.2外差式相關(guān)解擴(kuò)器（1）輸出信號與輸入信號的載波頻率不同。在相關(guān)的同時，完成信號混頻，變換到一個中頻上，避免了載波附近干擾信號直接泄漏到輸出端的可能性，簡化接收機(jī)設(shè)計。（2）相關(guān)解擴(kuò)器后的電路工作在較低頻率，故性能較為穩(wěn)定，可進(jìn)行標(biāo)準(zhǔn)化設(shè)計和制作。被DS和FH系統(tǒng)廣泛使用。特點圖5-4直接序列和跳頻系統(tǒng)中外差式相關(guān)解擴(kuò)器

頻率跳變外差式相關(guān)器

直接序列外差式相關(guān)器11

頻譜特性圖5-5

直接序列系統(tǒng)外差式相關(guān)器中信號的頻譜

125.2各類噪聲對相關(guān)器輸出的影響相關(guān)器輸出中，不僅包含有用信號，接收系統(tǒng)的內(nèi)部噪聲和外部干擾同樣在輸出中表現(xiàn)。另外，接收系統(tǒng)的不理想不僅使有用信號的輸出幅度降低，而且還以某種噪聲的形式出現(xiàn)在相關(guān)器輸出中。DS或FH系統(tǒng)中，相關(guān)器主要作用：使本地參考信號與輸入的有用信號進(jìn)行匹配，使有用信號達(dá)到最大輸出，將隱藏在噪聲中的載有信息的信號恢復(fù)出來。1、相關(guān)器主要作用2、相關(guān)器輸出特點

碼元同步偏移的影響；載波抑制度不足和碼不平衡的影響；干擾的影響；

3、噪聲對相關(guān)器輸出的影響因素135.2.1碼元同步偏移對相關(guān)器輸出的影響

實際系統(tǒng)，由于收發(fā)兩端振蕩器頻率和初始相位的微小差別，或由于收發(fā)信機(jī)間電波傳播中受到干擾和傳輸延遲而產(chǎn)生差別，使接收擴(kuò)頻碼與發(fā)射擴(kuò)頻碼間碼元同步發(fā)生偏移。1、碼元同步發(fā)生偏移的產(chǎn)生傳輸系統(tǒng)中出現(xiàn)的任何不理想情況，都將使輸出信號的質(zhì)量下降。碼元同步偏移在相關(guān)處理過程中必然導(dǎo)致相關(guān)損失——部分有用信號功率轉(zhuǎn)換為噪聲功率，其大小取決于碼元同步偏移的大小。2、碼元同步偏移的后果3、目標(biāo)有必要研究碼元同步狀態(tài)發(fā)生偏移對相關(guān)器輸出的影響。14m序列的自相關(guān)器最大輸出發(fā)生在兩個碼的相對位移為0時刻，此時輸出信噪比最大。當(dāng)不完全同步時（碼元同步偏移），有用信號的一部分與本地參考碼的功率譜進(jìn)行卷積而被展寬為噪聲，因此輸出噪聲總量取決于同步程度。當(dāng)完全不同步時，相關(guān)器輸出幾乎全部為噪聲。1）

碼元同步偏移的產(chǎn)生擴(kuò)頻碼沒有完全同步時，混頻過程將產(chǎn)生許多新的頻率分量。同步時，輸入信號被變換為中頻窄帶信號；不同步時，它們形成的信號協(xié)方差功率不為零，變?yōu)樵肼暋Ｆ湟徊糠謱⒙湓谥蓄l帶寬內(nèi)，降低系統(tǒng)輸出信噪比。2）、碼元同步偏移的影響

碼元同步偏移可造成有用信號輸出功率下降及輸出噪聲功率增加。圖5-6二進(jìn)制碼序列的自相關(guān)波形15理想同步3）、

碼元同步偏移的影響分析非理想同步中不僅包含有直流分量，還包含一些干擾或噪聲分量（不期望）。直流分量；假設(shè)為兩碼的相對時延（同步偏移）研究功率譜密度。方法通過求解自相關(guān)函數(shù)來獲得信號的功率譜密度。

16

可分解為

式中， 是二進(jìn)制周期函數(shù)；是三電平偽隨機(jī)函數(shù)。圖5-7擴(kuò)頻碼乘積Pc(t,)的分解例周期N=15的m序列17的自相關(guān)函數(shù)為

18

由于

≠0，乘積中形成一個新的m碼分量，該m碼結(jié)構(gòu)為原m碼經(jīng)過反相后的位移碼。

19

整理得

20

將各相關(guān)函數(shù)合并得功率譜密度函數(shù)為

(5-2)21

整理后，可得到與情況1（式(5-2)）相同的結(jié)果。上述結(jié)果對都能成立。注意到偽隨機(jī)碼的自相關(guān)特性，在時，合成信號的功率譜密度函數(shù)退化為偽隨機(jī)碼的功率譜密度函數(shù)，在

=0時，合成信號的功率譜全部都成為直流分量。22

碼元同步偏移的影響分析

令

則(5-4)(5-3)23(5-4)（1）碼元同步偏移

增大，Pc(t,

)中的直流分量(第一項)減小，相關(guān)函數(shù)的最大值(t=0時的相關(guān)值)將減小，并產(chǎn)生一個比原始擴(kuò)頻碼頻譜更寬的擴(kuò)頻信號。（2）N

(f)的單邊帶寬(功率譜第一個零點)為(而擴(kuò)頻碼的單邊帶寬為1/Tc)。隨著碼元同步偏移的增大N

(f)的功率譜逐漸趨于偽隨機(jī)碼功率譜；當(dāng)時，其功率譜成為純粹的偽隨機(jī)碼功率譜。（3）N

(f)是由碼元同步偏移產(chǎn)生的一種噪聲，對有用信號將造成干擾，故有文獻(xiàn)稱作碼自噪聲。只有第二項中k=1分量

能通過中頻濾波器，因而碼自噪聲在相關(guān)器的輸出功率為(5-6)24

對于外差式相關(guān)解擴(kuò)器，碼元理想同步時(ε=0)，相關(guān)器輸出（不考慮噪聲）為當(dāng)碼元同步發(fā)生偏移時，相關(guān)器輸出為最大值為，等號在ε=0(理想同步)時成立。有用信號功率受到損失。

由于碼元同步偏移的存在，相關(guān)解擴(kuò)器輸出有用信號的功率(幅度)下降，造成相關(guān)損失(5-5)25圖5-10

同步偏移引起的相關(guān)損失265.2.2載波抑制不足和碼不平衡對相關(guān)器輸出的影響1、

載波抑制不足和碼時鐘泄露的影響（2）主瓣零點主瓣寬度2Rc

。中心頻率點f0處譜密度不為0，是由于抑制不足而產(chǎn)生的殘留載波；生的寄生調(diào)制信號。頻譜第二個零點f0+2Rc及f0-2Rc處的寄生調(diào)制信號是位同步時鐘的二次諧波分量。圖5-11載波抑制不足和碼時鐘泄露時DS信號的頻譜（1）中心頻點頻譜主瓣零點f0+Rc與f0-Rc處，信號的譜密度不為0是由于調(diào)制碼中，包含的位同步時鐘分量進(jìn)入調(diào)制器而產(chǎn)27

頻譜對比圖28（1）載波抑制不足的影響殘留載波相當(dāng)于單頻正弦波干擾信號。通過相關(guān)解擴(kuò)器后，增加了相關(guān)器的輸出噪聲，降低了接收機(jī)輸出信號的信噪比。（2）碼時鐘泄露的影響主瓣零點處寄生調(diào)制信號（調(diào)制碼位同步時鐘進(jìn)入調(diào)制器造成），使得已調(diào)波產(chǎn)生寄生調(diào)幅，同樣也相當(dāng)于單頻正弦波干擾信號。通過相關(guān)器后，使接收機(jī)輸出噪聲增加，輸出信噪比降低。由于擴(kuò)頻接收機(jī)的射頻帶寬通常為2Rc，故f0+2Rc及f0-2Rc處的寄生調(diào)制信號不影響。（3）本地參考信號的影響在外差式相關(guān)處理過程中，要求本地參考信號的平衡調(diào)制器也必須對載波和位同步時鐘所產(chǎn)生的寄生調(diào)制信號有良好的抑制度。否則，也會增加接收機(jī)輸出噪聲，降低輸出信噪比。291、提高載波抑制度要求DS系統(tǒng)平衡調(diào)制器的載波抑制度至少等于系統(tǒng)處理增益。例如，系統(tǒng)擴(kuò)頻帶寬為20MHz，檢測帶寬為10kHz，則Gp=33dB，于是平衡調(diào)制器載波抑制度至少要有33dB。若系統(tǒng)處理增益很高時，如60dB，則需要精心設(shè)計平衡調(diào)制器來達(dá)到所要求的載波抑制度（因為常用的平衡調(diào)制器載波抑制度一般為20~40dB）。2、設(shè)計碼接口電路盡量加大調(diào)制碼接口電路帶寬，使碼元失真和畸變盡量減小。已調(diào)信號中位同步時鐘分量是由于輸入調(diào)制碼不理想造成的。理想的NRZ碼中不包含位同步時鐘分量，由于接口電路不理想，如帶寬不夠?qū)?，將造成調(diào)制碼失真或畸變，如“0”和“1”碼元寬度不相等，使得部分NRZ碼產(chǎn)生非線性失真，變成RZ碼，從而使頻譜變寬，在位同步時鐘分量處產(chǎn)生線譜（離散譜）。解決辦法305.2.3有干擾時相關(guān)器的輸出擴(kuò)頻系統(tǒng)的主要特征之一是具有較強(qiáng)的抑制干擾能力。干擾增加，DS接收機(jī)相關(guān)器輸出信噪比下降。當(dāng)干擾功率超過系統(tǒng)干擾容限，則需要特殊的抗干擾算法首先消除大部分干擾功率，然后在進(jìn)行相關(guān)的處理。當(dāng)干擾功率在系統(tǒng)干擾容限之內(nèi)，該系統(tǒng)能有效工作，解調(diào)器仍能產(chǎn)生可用的輸出信號。此時，相關(guān)器輸出受干擾影響很小，相關(guān)器輸出質(zhì)量（信噪比）完全滿足系統(tǒng)要求。

干擾的影響31(1)干擾信號對直接序列系統(tǒng)的影響圖5-14直接序列相關(guān)器中各點的信號頻譜輸入到相關(guān)器的信號為

32

無干擾情況，相關(guān)器輸出的信噪比

當(dāng)系統(tǒng)噪聲僅為熱噪聲情況時

其中，相關(guān)器輸出的系統(tǒng)噪聲

存在干擾情況，DS系統(tǒng)對不同類型的干擾反應(yīng)不同。干擾信號為33①窄帶干擾信號

窄帶干擾信號j1(t)輸入到相關(guān)器與本地參考擴(kuò)頻信號相乘，根據(jù)頻域內(nèi)卷積的原理，干擾信號的功率譜被本地參考信號展寬，帶寬與本地參考信號的帶寬相等經(jīng)中頻濾波器后，只有少量干擾功率能通過中頻帶通濾波器輸出。②寬帶干擾信號

寬帶干擾信號j2(t)功率為J2

，帶寬2Rc。根據(jù)頻域卷積定理，得干擾信號的帶寬被擴(kuò)展為本地參考信號帶寬的兩倍中頻濾波器輸出的噪聲功率為。在同樣強(qiáng)度干擾下，與窄帶干擾相比，寬帶干擾信號的輸出功率降低了3dB。34相關(guān)器輸出的干擾信號功率

對DS-SS接收機(jī)，輸入干擾信號功率一定時，其帶寬越寬，對系統(tǒng)的影響就越小。所以直接序列擴(kuò)頻系統(tǒng)對寬帶干擾的反應(yīng)不敏感，它的抗寬帶干擾的能力為Gp。如果把連續(xù)波單頻干擾認(rèn)為是最窄的窄帶干擾，而把寬帶干擾的帶寬上限定為參考信號帶寬，則相關(guān)器輸出干擾信號的功率在3dB的范圍內(nèi)變化。

小結(jié)35如果干擾功率仍為J，帶寬為20MHz的鄰臺干擾信號輸入到同一系統(tǒng)時，則相關(guān)器輸出的干擾信號功率為考慮到系統(tǒng)噪聲時，相關(guān)器輸出的信噪比為即為接收機(jī)信息解調(diào)器或同步檢測器的輸入信噪比。例：一個功率為J，帶寬為2MHz的干擾信號，輸入到Gp=33dB，本地參考信號帶寬為20MHz的直接序列擴(kuò)頻接收機(jī)時，通過相關(guān)器后輸出干擾信號的帶寬被展寬為22MHz，相關(guān)器輸出的干擾信號功率為

36(2)干擾信號對頻率跳變系統(tǒng)的影響FH-SS系統(tǒng)以“躲避”方式抑制干擾。接收端本地參考信號是一個與發(fā)射端同步的并以同樣速率跳變的一些頻率信號。在外差式相關(guān)解擴(kuò)器中，其頻率與發(fā)射信號的頻率相差一個中頻。針對寬帶干擾，帶寬覆蓋了跳頻帶寬的大部或全部，每個頻點的信號都受到干擾污染。因而頻率跳變系統(tǒng)對寬帶干擾信號的反應(yīng)是敏感，任何跳變頻率都無法“躲避”這種寬帶干擾，故寬帶大功率干擾信號對于頻率跳變系統(tǒng)的危害較大。37（a）假定頻道內(nèi)當(dāng)干擾信號功率J≥e

時，認(rèn)為輸出信噪比不能滿足要求。則（1）對于窄帶干擾信號，只要功率不小于e，就將對頻率跳變接收機(jī)的一個頻道造成干擾。（2）對同樣功率e的寬帶干擾信號，由于每個頻道受到的干擾功率值降低為e/N，就有可能不會對接收機(jī)產(chǎn)生任何影響（輸出信噪比滿足要求）。（b）若干擾信號功率足夠大，J≥Ne。（1）干擾為寬帶干擾，每個頻道受到的干擾功率都不小于e

，因而接收機(jī)的N個頻道輸出的信噪比都不滿足要求。（2）當(dāng)干擾是窄帶干擾時，除受到干擾的那個頻道輸出的信噪比嚴(yán)重下降外，其他頻道由于沒有受到干擾，能夠正常工作。38例假設(shè)頻率數(shù)為N=1000的FH-SS系統(tǒng)，有用信號平均功率為P，若要求接收機(jī)輸出的信噪比不小于10dB。在干擾信號不存在的情況下，由于噪聲影響，接收機(jī)輸出信噪比為20dB。當(dāng)干擾信號功率比有用信號大13dB時，。對于窄帶干擾，干擾信號的功率完全落入接收機(jī)的一個頻道內(nèi)，在受干擾Tc時間內(nèi)，該頻道輸出干擾功率輸出信噪比為由于其他N－1個頻道未受到干擾，因而其輸出信噪比保持不變(20dB)。39當(dāng)干擾是寬帶干擾時，干擾功率均勻分布于1000個頻道內(nèi)，任一頻道在其駐留時間Tc內(nèi)輸出的干擾功率為

，輸出信噪比為接收機(jī)每個頻道輸出的信噪比都能滿足要求。

405.3基帶解調(diào)與載波同步

在噪聲干擾條件下，從均方誤差最小的角度來看，鎖相環(huán)路是信號相位的最佳估計器。理論分析表明：對相位估計的統(tǒng)計分析，最佳估計設(shè)備必然導(dǎo)致為一個鎖相環(huán)路。

5.3.1鎖相環(huán)解調(diào)器原理

理論依據(jù)圖5-15鎖相環(huán)解調(diào)器解調(diào)已被解擴(kuò)后的中頻PSK信號的原理圖及各點波形圖41

DS系統(tǒng)中，擴(kuò)頻調(diào)制方式常采用抑制載波的雙平衡調(diào)制器。信號載波分量被抑制了幾十dB，功率譜密度通常很低，與大氣噪聲或接收機(jī)內(nèi)部噪聲相比相差無幾甚至更低，有用信號淹沒在噪聲中，而信號中的載波又被進(jìn)行抑制，用一般鎖相環(huán)難于提取載波。

DS系統(tǒng)信號特點要獲得相干參考信號，可將輸入信號進(jìn)行非線性變換，產(chǎn)生離散載波頻率分量，然后用窄帶濾波器將載波分量提取出來。

平方環(huán)常用的非線性變換方法是將輸入信號進(jìn)行平方運(yùn)算或全波整流，產(chǎn)生二倍頻分量，然后輸入到鑒相器，利用鎖相環(huán)路跟蹤二倍頻載波。被跟蹤的二倍頻載波經(jīng)二分頻并相移90o，與輸入信號相乘就可解調(diào)出信息。

42圖5-16平方環(huán)原理框圖5.3.2平方環(huán)解調(diào)器43相位模糊問題

二分頻后的信號可能出現(xiàn)兩個相位，即載波相位模糊。這對差分PSK沒有影響，差分碼與初相無關(guān)，只與相鄰碼的相位變化有關(guān)。

若要產(chǎn)生絕對相移的參考信號，則應(yīng)將分頻后的兩個狀態(tài)加以分辨。例如：規(guī)定一組編碼信號，根據(jù)解調(diào)出的編碼信號極性，判斷參考信號的相位是否正確，若極性與規(guī)定相反，應(yīng)將分頻后信號相位移相180o。平方環(huán)特點優(yōu)點：使雙邊帶抑制載波信號經(jīng)平方后產(chǎn)生二倍頻載波，便于載波提取，實現(xiàn)載波跟蹤與同步。性能與科思塔斯環(huán)等效。缺點：環(huán)路工作在二倍頻后的頻率上，工作頻率較高，環(huán)路的穩(wěn)定性能較差。445.3.3Costas環(huán)解調(diào)器Costas環(huán)（“I-Q”環(huán)）是用來解調(diào)抑制載波雙邊帶調(diào)幅信號的，也是二相或四相相移鍵控信號解調(diào)的專用環(huán)路，工作在載波頻率。圖5-17科思塔斯環(huán)解調(diào)器45

工作原理不考慮噪聲，假設(shè)環(huán)路處于鎖定狀態(tài)輸入信號I路鑒相器輸出Q路鑒相器輸出

低通濾波器輸出

I路

Q路

3rd乘法器輸出

僅包含相位差信息的信號經(jīng)過環(huán)路濾波器濾波，來校正VCO的頻率和相位，使其輸出跟蹤輸入的載波。46

信息解調(diào)Costas環(huán)噪聲性能與平方環(huán)等效。但需要注意：I和Q兩路不對稱會引起第三個相乘器輸出發(fā)生偏移，進(jìn)而可對載波跟蹤產(chǎn)生不良影響。因此，要求兩路的對稱性能要好。優(yōu)點：能夠解調(diào)相移鍵控信號和抑制了載波的雙邊帶調(diào)幅信號，且環(huán)路工作頻率與載波頻率相同。調(diào)制信息d(t)由環(huán)路低通濾波器輸出端得到。I路濾波器輸出為，當(dāng)很小時，輸出約等于。Costas環(huán)也存在相位模糊問題。與平方環(huán)不同，它存在0、/2、和3/2的模糊。同相支路低通濾波器輸出可能是同相分量信號I(t)或其反相信號-I(t)，也可能是正交分量信號Q(t)或-Q(t)。同樣，正交支路輸出也存在同樣的問題，只是兩支路輸出不會是同一分量的信號。

相位模糊問題

性能分析475.3.4四相松尾環(huán)

QPSK信號的載波恢復(fù)環(huán)路有多種構(gòu)成方法。但無論從性能好壞還是從實現(xiàn)方便來看，四相基帶數(shù)字處理載波恢復(fù)環(huán)都是一種最佳選擇。這種基帶數(shù)字處理方式是由日本人松尾提出。

圖5-18四相松尾環(huán)原理方框圖48基帶處理部分輸出一個和調(diào)制碼元無關(guān)的控制信號，通過環(huán)路濾波器進(jìn)一步濾除干擾后，去控制VCO輸出信號的相位，達(dá)到對QPSK信號載波跟蹤目的。1、基帶處理部分49基帶處理輸入2、鑒相特性加法器輸出

減法器輸出

判決器表示為符號函數(shù)(5-7)

50規(guī)定模2加運(yùn)算規(guī)則為環(huán)路濾波器控制電壓

(5-11)

四相松尾環(huán)的基帶處理后，控制電壓e(t)中不包含數(shù)字調(diào)制信息I(t)和Q(t)，只包含參考載波與輸入載波相位之差。因此，四相松尾環(huán)對QPSK信號的跟蹤可等效成一個具有鑒相特性的普通鎖相環(huán)對抑制載波調(diào)制信號的跟蹤。51具有矩形鑒相特性。在0~2區(qū)間內(nèi)，有0，/2，

和3

/2四個穩(wěn)定鎖定點。圖5-19四相松尾環(huán)的鑒相特性3、松尾環(huán)特點(1)電路簡單、易于集成實現(xiàn)。

虛線框部分很適合于數(shù)字邏輯電路的實現(xiàn)，甚至整個載波恢復(fù)環(huán)路可全部采用數(shù)字電路實現(xiàn)，電路構(gòu)成顯得十分簡單。52(2)具有矩形形狀的鑒相特性。

鎖相環(huán)的同步帶寬及靜態(tài)相位誤差與環(huán)路增益有關(guān)。若使恢復(fù)載波相位誤差小，跟蹤帶寬大，就應(yīng)該提高環(huán)路增益。理想情況下（無噪聲和干擾），具有矩形鑒相特性的環(huán)路，其增益（對應(yīng)于鑒相特性穩(wěn)定相位鎖定點處曲線斜率）為無窮大。故這種環(huán)路就能以極小的相位誤差和很寬的同步帶寬對輸入信號進(jìn)行跟蹤。4、信息解調(diào)四相松尾環(huán)在完成載波恢復(fù)同時，也完成了兩路基帶信號恢復(fù)。在環(huán)路鎖定時，(5-7)

53則有利用四相松尾環(huán)基帶處理方式，也可構(gòu)成8PSK解調(diào)環(huán)。對于多相相移鍵控信號來說，松尾環(huán)無疑是一種最佳的解調(diào)環(huán)路，由于它的基帶處理方式能夠完全消除已調(diào)信號中的調(diào)制信息，因此，由它構(gòu)成的解調(diào)環(huán)，在相位鎖定點處將不引入調(diào)制噪聲和碼型噪聲。說明5、四相松尾環(huán)另一形式注意：由于平方電路不易采用數(shù)字集成器件且性能難保證。因此在電路實現(xiàn)上，圖5-20所示的松尾環(huán)要復(fù)雜。具有相同的鑒相特性，即性能相同。54

四相松尾環(huán)另一形式圖5-20另一種形式的四相松尾環(huán)

555.3.5載波抑制度不足對載波同步的影響載波抑制度不足將使輸出信號中存在載波分量。浪費(fèi)輸出功率，隱蔽性降低；

未被抑制的載波分量作為干擾信號進(jìn)入接收機(jī)，降低抗干擾能力（增加相關(guān)器輸出噪聲），造成載波提取困難。1、對于DS-SS發(fā)射機(jī)2、對于DS-SS接收機(jī)3、載波抑制不足對平方環(huán)的影響B(tài)PSK輸入信號

殘留載波信號

平方環(huán)路輸入56圖5-16平方環(huán)原理框圖平方運(yùn)算后，P點信號為

57第1項：直流分量；第2項：調(diào)制信號（緩變量）；前兩項被帶通濾波器濾除，第3項：載波2倍頻分量（期望值）；第4項：對提取載波影響最大(干擾項－抑制載波的BPSK信號)。說明：BPSK信號平方后，不僅包括一單頻正弦波（期望值），還有一帶有殘留載波的BPSK信號。該信號能通過中心頻率為２f0

的窄帶帶通濾波器，其載波頻率附近的邊頻（調(diào)制信號）分量落在了濾波器的通帶之內(nèi)，可使得VCO頻率錯鎖在這些邊頻上。58只有當(dāng)即成立時，第四項才可忽略。也就是說，只有當(dāng)殘留載波的功率遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于有用信號的功率時，VCO才不會錯鎖在邊頻上。此時由殘留載波產(chǎn)生的第四項同樣要進(jìn)入環(huán)路，其影響是使環(huán)路內(nèi)噪聲增加，引起VCO輸出信號的相位噪聲加大。4、載波抑制不足對Costas環(huán)的影響VCO誤差控制信號不僅與有關(guān)，而且與d(t)也有關(guān)。由于調(diào)制信號d(t)的存在，使得環(huán)路輸出載波的相位噪聲增大，嚴(yán)重時造成環(huán)路失鎖。595.4

頻率跳變信號的解跳和解調(diào)FH-SS系統(tǒng)較難保證相干性，跳頻器跳到一個新頻率上時，進(jìn)入解調(diào)器信號的相位就要改變。FH-SS系統(tǒng)對信息調(diào)制方式要求靈活，對信息類型的要求也很靈活，既可以是模擬信號，也可是數(shù)字信號。對應(yīng)不同類型信號，調(diào)制方式也不相同，模擬信號常采用FM調(diào)制，數(shù)字信號常采用FSK調(diào)制。不論何種類型的信息信號，F(xiàn)H-SS接收機(jī)通常是采用先解擴(kuò)（解跳）后解調(diào)的方式，因為擴(kuò)頻系統(tǒng)強(qiáng)抗干擾性能是通過在對擴(kuò)頻信號進(jìn)行相關(guān)解擴(kuò)的過程中得到的。鎖相環(huán)路不適用于對FH信號的解調(diào)。取而代之的是包絡(luò)檢測器，它不考慮輸入信號相移，且能對脈沖信號很快地響應(yīng)，故是頻率跳變系統(tǒng)中常用的解調(diào)器。60FH-SS接收機(jī)對發(fā)射信號作反變換。首先將每個接收到的頻率跳變信號變換到窄帶濾波器通帶內(nèi)，完成解跳；再將已解跳信號送到基帶解調(diào)器，恢復(fù)出發(fā)射端原始信息。FH-SS接收機(jī)性能取決于解跳器（相關(guān)解擴(kuò)器）及其后面帶通濾波器的性能，即在有用信號無失真地通過帶通濾波器的情況下，能有效地抑制干擾信號。圖5-21FM調(diào)制頻率跳變信號的接收機(jī)方框圖5.4.1

模擬調(diào)制頻率跳變信號的解跳和解調(diào)611、FH-SS接收機(jī)解跳

頻率合成器輸出頻率與接收信號載波頻率差一個中頻fIF

。乘法器和中頻濾波器組成了頻率跳變擴(kuò)頻接收機(jī)的相關(guān)解擴(kuò)器，在完成接收信號相關(guān)解擴(kuò)同時，又實現(xiàn)信號的下變頻。中頻濾波器的中心頻率為fIF

，帶寬為已調(diào)信號帶寬。圖5-21FM調(diào)制頻率跳變信號的接收機(jī)方框圖622、FM信號解調(diào)部件是頻率檢波器（也稱鑒頻器）。按工作原理，鑒頻器分為將調(diào)頻波變換為幅度與調(diào)頻波頻率成正比的調(diào)頻調(diào)幅波，再進(jìn)行幅度檢波恢復(fù)出調(diào)制信號；（實際電路中應(yīng)用較多）(2)將調(diào)頻波變換為重復(fù)頻率等于調(diào)頻波頻率的等幅等寬的脈沖序列，再經(jīng)過低通濾波器取出低頻緩變分量，恢復(fù)出調(diào)制信號；(3)將調(diào)頻波變換成寬度與調(diào)頻波頻率成比例的等幅調(diào)寬脈沖序列，再經(jīng)濾波恢復(fù)出調(diào)制信號；63FH-SS接收機(jī)原理方框圖（假設(shè)擴(kuò)頻碼同步）圖5-22雙通道數(shù)據(jù)“1/0”頻率跳變擴(kuò)頻接收機(jī)方框圖

二進(jìn)制FH-SS發(fā)射機(jī)中，采用FSK時，用發(fā)射某個頻率表示數(shù)據(jù)1，而發(fā)射另一個頻率表示0。接收機(jī)判斷兩個頻率中哪一個載有信號。因此，頻率跳變擴(kuò)頻接收機(jī)必須能夠同時觀測兩個信道。5.4.2

數(shù)字調(diào)制頻率跳變信號的解跳64注意：“數(shù)據(jù)1”和“數(shù)據(jù)0”的射頻脈沖包絡(luò)是互補(bǔ)的?？梢圆皇褂秒p通道接收機(jī)，而用一個單通道接收機(jī)即能完成同一功能。圖5-23沒有冗余度的頻率跳變擴(kuò)頻接收機(jī)65

如果接收頻率合成器比發(fā)射機(jī)頻率合成器快一倍，則它可先跳到“數(shù)據(jù)1”頻率，然后再跳到“數(shù)據(jù)0”頻率，接收機(jī)的取樣電路就能對兩者取樣。66頻率合成器輸出頻率分為相干和非相干，對接收機(jī)性能影響較大。相干性：從一頻率跳變到另一頻率時，頻率合成器輸出信號的相位是否是確定的，或者說是否是連續(xù)的。在跳頻系統(tǒng)中相干性就意味著發(fā)射機(jī)和接收機(jī)的頻率合成器之間保持著固定的相位關(guān)系。假若整個發(fā)射和接收系統(tǒng)是相干的，則相關(guān)解擴(kuò)器中帶通濾波器的輸出是相位連續(xù)的中頻信號，是一種脈沖振幅調(diào)制信號。非相干：如果發(fā)射機(jī)和接收機(jī)的頻率合成器之間沒有固定相位關(guān)系，則輸出信號就是一中頻脈沖群(burst)，每一個中頻脈沖的相位都不同，信號就像進(jìn)行了振幅和相位兩種調(diào)制。相干信號的帶寬比隨機(jī)相位非相干信號的帶寬要窄得多，這樣相關(guān)解擴(kuò)器中濾波器的帶寬就可以減小，就可以得到閾值的凈收益并提高處理增益。67跳頻系統(tǒng)常常使用M進(jìn)制（如MFSK）頻率跳變信號來發(fā)射。

系統(tǒng)發(fā)射機(jī)在每一個切普時間內(nèi)從對應(yīng)于數(shù)據(jù)輸入的一組頻率信號M個中選擇一個作為發(fā)射信號。例如：對于3比特信息，發(fā)射機(jī)在某瞬時從8個候選的頻率中選擇一個來發(fā)射，這時每個能傳輸3比特信息。8個候選頻率分別對應(yīng)8種可能數(shù)據(jù)組：000、001、010、011、100、101、110、111中的一個。其頻率圍繞某個中心頻率分布，它們有確定關(guān)系。1、“M進(jìn)制”跳頻系統(tǒng)頻率跳變是從一個中心頻率跳變到另一個的中心頻率。由于有數(shù)據(jù)調(diào)制，中心頻率要發(fā)生偏移，根據(jù)傳送數(shù)據(jù)，偏移到8個頻率中的某一個頻率。因此，除非為了實現(xiàn)同步，中心頻率fi,0

是從不發(fā)射的。5.4.3

M進(jìn)制頻率跳變信號的解跳68在

時刻M進(jìn)制跳頻信號頻率關(guān)系為

為跳頻發(fā)射機(jī)在時輸出信號的中心頻率（沒有數(shù)據(jù)調(diào)制時），為有數(shù)據(jù)調(diào)制時時輸出信號的頻率。圖5-25m進(jìn)制頻率跳變發(fā)射信號的頻率關(guān)系(a)調(diào)制數(shù)據(jù)為101；(b)調(diào)制數(shù)據(jù)為111；(c)調(diào)制數(shù)據(jù)為00069

M進(jìn)制信號被接收機(jī)解跳后，要對M個信道同時進(jìn)行比較，根據(jù)最大值原理進(jìn)行抉擇。理論上，可以采用M部接收機(jī)同時工作，然后把解跳后信號送入M個帶通濾波器和M個包絡(luò)檢波器并聯(lián)組成的檢測器，并將其輸出送入最大值檢測器作出判決。當(dāng)接收信號被解跳后，中頻信號就是普通的多電平(多進(jìn)制)調(diào)制信號，采用多電平調(diào)制信號的解調(diào)方法即可完成信號的解調(diào)。圖5-26M進(jìn)制頻率跳變信號解調(diào)器原理框圖70優(yōu)點：每個切普可以傳輸更多比特信息。缺點：存在系統(tǒng)干擾容限降低的問題。因為只要M-1個非傳輸信息通道中有一個信道中存在超過有用信號幅度的干擾，檢測器就會作出錯誤判決，而且這一誤差將代表多個比特信息。

鑒頻器將調(diào)制信號中代表信息的頻率信號轉(zhuǎn)換為電平信號，譯碼器將代表信息的電平信號還原為原信息。2、另外一種M進(jìn)制跳頻系統(tǒng)接收機(jī)圖5-27采用鑒頻方案的m進(jìn)制頻率跳變接收機(jī)方框圖715.5采用聲表面波器件解跳器

聲表面波（SurfaceAcosticWave，SWA）器件結(jié)構(gòu)示意圖如圖5-28所示。

圖5-28SAW器件的基本結(jié)構(gòu)1、工作原理

基片的一端為輸入叉指換能器，當(dāng)交變電信號加到叉指換能器的兩電極上時，通過逆壓電效應(yīng)，基片材料就會產(chǎn)生彈性形變。這個隨電信號變化的彈性波（即“聲波”），將沿基片表面垂直于電極軸向的兩個方向傳播，一個方向的聲波被吸聲材料吸收，另一個方向的聲波傳播到輸出叉指換能器，輸出叉指換能器再將聲波信號轉(zhuǎn)換成電信號。整個聲表面波器件的功能是通過對基片上傳播的聲表面波信號進(jìn)行各種處理，并利用聲電換能器的特性來完成的。

72

理論和實踐已經(jīng)證明，均勻叉指換能器的聲波振幅-頻率特性曲線是形式為(sinx/x)的函數(shù)，如用兩個相同形狀的換能器做濾波器，則其幅頻曲線是兩者的乘積，即為(sinx/x)2函數(shù)。通常情況下，叉指換能器的頻率特性是叉指重疊幾何形狀函數(shù)的傅立葉變換。

輸出換能器為一編碼換能器，它用分離且排列相同的一組叉指電極對組成，如圖5-29所示。圖5-29聲表面波匹配濾波器731、工作原理由于分離的叉指電極間的延遲等于偽隨機(jī)碼的碼元寬度。當(dāng)輸入一個載波f0，寬度為Tc的脈沖時，在叉指換能器激勵起一個與輸入信號波形相同的聲波信號。由于輸出叉指電極對之間的間隔對聲表面波的傳輸延遲正好等于一個碼元寬度Tc，所以輸出脈沖是相連接的，并且各脈沖的相位f0取決于相應(yīng)的叉指電極的極性，最后的輸出可以看成是與輸入偽隨機(jī)碼每一碼元相對應(yīng)的叉指電極對輸出的疊加。圖5-30碼長為32位的M序列聲表面波相關(guān)器輸出相關(guān)器最大輸出為32個單位碼元的振幅值。74發(fā)送端：聲表面波抽頭延遲線的輸出為帶有信息的偽隨機(jī)編碼信號。接收端：聲表面波匹配濾波器的特性與輸入的擴(kuò)頻碼匹配時，輸出最大的相關(guān)峰值。乘法器：只讓聲表面波匹配濾波器輸出的最大值通過。其它時間乘法器是被封閉的，這就使進(jìn)入擴(kuò)頻接收機(jī)的多徑干擾信號與其它噪聲、干擾信號不能通過，有效地抑制了多徑干擾信號。75發(fā)射端：兩個具有不同編碼的聲表面波抽頭延遲線來產(chǎn)生擴(kuò)頻信號。若數(shù)據(jù)為“l(fā)”，聲表面波抽頭延遲線A輸出一個編碼為“A”的擴(kuò)頻信號；若數(shù)據(jù)為“0”，聲表面波抽頭延遲線B輸出一個編碼為“B”的擴(kuò)頻信號。接收端：若聲表面波器件A的輸出比聲表面波器件B的輸出大，則判決輸出l碼，反之，則判為0。接收機(jī)中用了一個包絡(luò)檢波器，省去了載波跟蹤環(huán)路。因而這個非相干通信系統(tǒng)對發(fā)射機(jī)脈沖發(fā)生器穩(wěn)定度的要求不是很嚴(yán)格的。2、另一結(jié)構(gòu)的非相干系統(tǒng)

765.6基帶信號的同步5.6.1碼字同步1、獨立信道同步法用一個專門的信道來傳送同步信號，這個信道和傳送信息碼的信道是互相獨立的兩個不同的信道，接收端根據(jù)同步信道提供的同步信息（起始時間），就可以解譯主信道（信息信道）的信息了。在FH系統(tǒng)中，采用獨立信道法傳輸同步信號要占用專門的頻道，使可供跳頻使用的頻道數(shù)N減少，不利于提高系統(tǒng)的抗干擾性能。2、

插入特殊碼字同步法用一組特殊的碼字來代表同步信息，把這個碼字周期性地插入編碼數(shù)字信息序列里。接收方根據(jù)同步碼字的特點進(jìn)行識別，可得到碼字同步的信息。

77圖5-33插入特殊碼字的同步方法要求選用的特殊碼字具有很優(yōu)良的相關(guān)特性只有當(dāng)碼字本身出現(xiàn)時，碼字識別器（相關(guān)器）的輸出最大；在其它任何情況下，碼字識別器輸出的都是0或接近于0。偽隨機(jī)編碼信號就可以很好地滿足這一要求。同步碼字的結(jié)構(gòu)要相當(dāng)獨特，使信息編碼碼字序列中很難出現(xiàn)假同步碼字。78巴克碼識別器

圖中是N=7的巴克碼序列（+1+1

+1–1–1+1–1）識別器

+1+1

+1–1–1+1-1→0001101

移位寄存器的第2、5、6、7級存入“0”時輸出為1，否則為0；

移位寄存器的第1、3、4級存入“1”時輸出為1，否則為0。

注意圖中各級移位寄存器輸出端的不同79

當(dāng)同步碼字全部進(jìn)入移位寄存器時，碼字識別器中加法器的輸出給出最大（7單位）值，如果碼字沒有完全進(jìn)入移位寄存器，加法器的輸出總是小于最大值。

假同步概率

漏同步概率

80如果門限判決值選定為N-D，

漏同步概率

假同步概率

門限值降低，漏同步概率降低，假同步概率增加。

同步碼字是周期性出現(xiàn)的，而隨機(jī)噪聲或信息數(shù)字的隨機(jī)組合所形成的假同步碼字是隨機(jī)出現(xiàn)的，這一特點沒有被利用。

81微孔檢測

微孔檢測技術(shù)的實質(zhì)，是給各種字同步信號加上一個約束條件：符合周期性的字同步信號則為真的字同步信號；不符合周期性的字同步信號則為假的字同步信號。

823、自同步法

基于接收碼字序列本身所作的任何一種測度，只要它在同步與非同步狀態(tài)下能顯示出明顯的差別，就可以用于鑒別同步與非同步的測度，這是一切同步技術(shù)的根本原理。

m序列的自相關(guān)函數(shù)在同步與非同步狀態(tài)時差別很大，并且這個差別隨m序列長度的增加而增加，只要碼足夠長，這個差別就足夠大。非同步狀態(tài)時相關(guān)函數(shù)值越小，自同步性能就越好。

在擴(kuò)頻通信中，DS系統(tǒng)和FH系統(tǒng)中常采用擴(kuò)頻偽隨機(jī)碼自同步法，它既節(jié)省了同步功率，又能傳輸更多的信息，是一種高可靠（保密、抗干擾能力強(qiáng)）、高效率的傳輸系統(tǒng)。835.6.2碼元同步1、

從基帶信號中產(chǎn)生碼元同步信息需要說明的是圖b中信號與圖a比較，譜分量不僅沒有增加，而且減少了低頻分量，但通過全波整流這個非線性器件，產(chǎn)生了新的頻率分量。新頻率分量中包含我們感興趣的碼元同步（線譜）分量。842、

包絡(luò)檢波法是一種常用的從中頻調(diào)相信號中直接提取碼元同步的方法

853、延遲相干法

忽略高頻分量和直流分量86令87時鐘分量的幅度為

如果延遲相干后的信號通過一個窄帶濾波器，那么基頻分量就可以被分離出來。用這種方法產(chǎn)生的碼元同步信號是由三個參數(shù)決定的：(1)fIFt；(2)基帶脈沖的形狀p(t)；(3)延遲t的數(shù)值。

當(dāng)給定fIFt=k（k為整數(shù)）后，對于某個確定的基帶脈沖形狀，為了使延遲相干輸出最大，必定存在一個最佳延遲值t。表5-2給出了對于矩形脈沖、升余弦脈沖、抽樣函數(shù)脈沖和奈奎斯特脈沖形狀分別需要的最佳延遲值t。88延遲相干法對形如抽樣函數(shù)的基帶脈沖是不適用的，這是因為不論延遲值t取多少，延遲相干的輸出總為0；對于奈奎斯特脈沖，延遲相干檢測器簡化為倍頻器，即895.7擴(kuò)頻接收機(jī)靈敏度與自動增益控制5.7.1

擴(kuò)頻接收機(jī)的收信靈敏度

任何接收機(jī)的靈敏度都受到接收機(jī)內(nèi)部噪聲的限制。假設(shè)接收機(jī)系統(tǒng)是線性的，那么進(jìn)入接收機(jī)的大氣噪聲、接收機(jī)內(nèi)部噪聲與其它任何干擾信號的功率是相加的。接收機(jī)靈敏度為：

(5-18)

(5-19)當(dāng)接收機(jī)輸出信噪比一定時，接收機(jī)靈敏度完全取決于接收機(jī)噪聲系數(shù)和等效噪聲帶寬。90在擴(kuò)頻接收機(jī)中，等效噪聲帶寬有兩個：（1）解擴(kuò)前帶寬B1；（2）解擴(kuò)后的帶寬B2

，兩者相差Gp倍。圖5-39擴(kuò)頻接收機(jī)簡化方框圖計算靈敏度時，帶寬B應(yīng)為解擴(kuò)后帶寬B2。原因：不論接收機(jī)前端的帶寬有多寬，進(jìn)入接收機(jī)的噪聲和干擾功率多大，影響接收靈敏度的或者說影響收信機(jī)輸出信號質(zhì)量的關(guān)鍵取決于解調(diào)器輸入端的信噪比，也即擴(kuò)頻接收機(jī)的輸出信噪比(S/N)out

。91

由于擴(kuò)頻接收機(jī)的靈敏度只與解擴(kuò)后信號帶寬有關(guān)，與擴(kuò)頻信號的帶寬無關(guān)，可以說擴(kuò)頻處理增益對擴(kuò)頻接收機(jī)靈敏度毫無貢獻(xiàn)。

多數(shù)情況下，要求擴(kuò)頻接收機(jī)既具有最大抑制干擾信號能力，同時又具有高接收靈敏度是很難做到的。靈敏度是指在收信機(jī)滿足所要求的輸出信噪比時收信機(jī)所需的輸入信號