兩級式單相光伏并網(wǎng)系統(tǒng)的設計方案

兩級式單相光伏并網(wǎng)系統(tǒng)的設計方案1.1系統(tǒng)的總體設計根據(jù)實際情況，本論文選擇了無變壓器的兩級結構，即前級DC/DC變換器和后級DC/AC逆變器，兩部分通過DClink連接。前級的DC/DC模塊采用Boost拓撲結構，后級的DC/AC逆變器采用逆變全橋實現(xiàn)逆變，向電網(wǎng)輸送功率。系統(tǒng)的控制部分由以TMS320F2812為核心的控制單元完成。系統(tǒng)的結構圖如圖3-1所示。圖3-1光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的結構圖1.2主電路設計光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)主電路的拓撲結構圖如圖3-5所示。光伏陣列輸出的額定直流電壓為50-80V之間，通過DC/DC變換器轉換為DClink的直流電。后級的DC/AC逆變器，采用逆變全橋，作用是將DClink直流電轉換為220V/50Hz的正弦交流電，實現(xiàn)逆變向電網(wǎng)輸送功率。DClink的作用除了連接DC/DC變換器和DC/AC逆變器，還實現(xiàn)了功率的傳遞。前級DC/DC變換器，可選擇的形式有降壓式變換電路(BuckConverter)，升壓式變換電路(BoostConverter)，升降壓式變換電路(Boost-BuckConverter)，庫克式變換電路(CukConverter)等。由于Buck電路的輸入工作在斷續(xù)狀態(tài)下，若不加入儲能電容，光伏陣列的工作時斷時續(xù)，不能工作在最佳工作狀態(tài)，加入了儲能電容后，Buck電路功率開關斷開時光伏陣列對儲能電容充電，使太陽能電池始終處于發(fā)電狀態(tài)，此時調節(jié)Buck電路占空比才能有效跟蹤最大功率點，因此儲能電容對于利用Buck電路實現(xiàn)MPPT功能是必不可少的，然而在大負荷情況下，儲能電容始終處于大電流充放電的狀態(tài)，對其可靠工作不利，同時由于儲能電容通常為電解電容，增大了MPPT裝置的體積，使整個系統(tǒng)變得笨重。此外，后級DC/AC電路為了能得到正常的輸入工作電壓，前級的輸出電壓不能太低，而光伏陣列的電壓隨著日照等因素變動較大，其輸出電壓低時若通過Buck電路降壓，則逆變器無法工作，所以不采用Buck電路。相比之下，Boost變換器可以始終工作在輸入電流連續(xù)的狀態(tài)下，只要輸入電感足夠大，電感上的紋波電流小到接近平滑的直流電流，因此只需加入通量較小的無感電容甚至不加電容，避免了加電容帶來的弊端。Boost電路簡單，功率開關器件的驅動設計方便，因此，選用Boost升壓電路[12]。1.2.1前級（DC/DC）電路的工作原理（1）電路原理圖Boost電路的原理圖如圖3-2所示。Boost電路由開關管Q1，二極管D，電感L，電容C組成。Boost電路的作用是將電壓升壓，其中，是光伏陣列的輸出電壓，是Boost電路的輸出電壓。圖3-2Boost電路原理圖（2）工作過程在每個斬波周期內，開關管Ql導通、關斷各一次。開關管Q1導通時，等效電路如圖4-3(a)所示，流過電感L的電流為，在電感未飽和前，電流線性增加，電能以磁能的形式儲存在電感L中。此時，由于二極管陽極接在電源負極，二極管關斷，電容C只能向電阻RL放電，提供電阻電流。當二極管關斷時，其等效電路如圖4-3(b)所示，由于流過電感的電流不能突變，電感L兩端的電壓極性改變，此時，電源和電感串聯(lián)，向電容和電阻供電。簡言之，開關管Q1導通時，二極管反偏，輸出級隔離，由輸入端向電感提供能量；開關管Q1斷開時，輸出級吸收來自電感和輸入端的能量。圖3-3Boost電路的工作過程根據(jù)上述分析，列出工作過程中的關系表達式如下：（3-1）式中，為開關管的開關周期；為占空比；為開關管的導通時間；為開關管的截止時間。整理后得（3-2）（3）工作原理根據(jù)電感電流在周期開始是否從零開始，是否連續(xù)，可分為連續(xù)的工作狀態(tài)或不連續(xù)的工作狀態(tài)兩種模式。由于電路在斷續(xù)工作時，電感電流的不連續(xù)意味著光伏陣列輸出的電能在每個周期內都有一部分被浪費了，而且紋波也會大些。因此一般把Boost電路設計為連續(xù)導通的工作狀態(tài)。1.2.2后級（DC/AC）電路的工作原理（1）電路原理圖光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的逆變器采用單相全橋逆變器結構，其拓撲結構圖如圖4-4所示。圖3-4單相全橋逆變器的拓撲結構（2）工作原理如圖4-4所示是單相全橋并網(wǎng)逆變器主電路結構圖，其中是電網(wǎng)電壓，是輸入的恒定的直流電壓，是逆變器的輸出電壓，是從逆變器輸出到電網(wǎng)的電流。為交流輸出電感，為直流測支撐電容，即前級Boost電路的輸出電容，T1~T4是主開關管，Dl~D4是其反并聯(lián)二極管。對四個開關管進行適當?shù)腜WM控制，就可以調節(jié)為正弦波，并且與電網(wǎng)電壓保持同相位。光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)要求在并網(wǎng)逆變器的輸出側實現(xiàn)功率因數(shù)為1，波形為正弦波，輸出電流與網(wǎng)壓同頻同相，其控制策略與一般獨立的電壓型逆變器的控制策略有所不同，如圖3-4中，每個開關器件上都反并聯(lián)一個二極管，起著續(xù)流的作用。交流側電感的作用在于：(1)有效抑制輸出電流的過分波動；(2)將開關動作所產(chǎn)生的高頻電流成分濾除；(3)由于輸出電感的存在，輸出電流的基波分量在其上產(chǎn)生一個電壓，這樣，變換器的輸出電壓的基波和電網(wǎng)電壓之間將產(chǎn)生一個位移量，通過PWM控制開關器件使變換器的輸出電壓滿足上述的矢量關系，這樣在理論上可以實現(xiàn)輸出電流與電網(wǎng)電壓同頻同相。本論文采用脈寬調制方式，通過控制開關器件Tl~T4的導通和關斷時間，實現(xiàn)能量從并網(wǎng)逆變器向電網(wǎng)傳遞，達到輸出功率因數(shù)為l的目的。圖3-5系統(tǒng)主電路的拓撲結構1.3控制電路的設計本文前級DC/DC控制部分采用了擾動觀察法，在光伏組件正常工作時，以微小電壓波動不斷擾動光伏組件輸出電壓，在輸出電壓變化的同時，檢測輸出功率變化的方向，從而確定下一步擾動方向，決定下一步輸出電壓參考值的大小。而后通過三角波比較法實現(xiàn)PWM控制。后級DC/AC控制部分采用了電壓電流雙環(huán)控制電路。外環(huán)電壓環(huán)是理想輸出電壓360v，采樣到的輸出電壓與參考電壓比較作為PI調節(jié)器的輸入。由于電感電流等于濾波電容電流和負載電流之和,所以取電感電流反饋,這種反饋能使系統(tǒng)有很強的動態(tài)響應和負載適應能力。同時電感電流反饋直接反映了IGBT管上電流的變化,使得該方案具與有快速的限流保護能力,系統(tǒng)的可靠性得到了提高。使用DSP來產(chǎn)生PWM信號。DSP的PWM信號的產(chǎn)生過程是[l4]：為了產(chǎn)生PWM信號，使用一個定時器來重復PWM的周期，用一個比較寄存器來存放調制值。定時器計數(shù)器的值不斷地與比較寄存器的值進行比較，當兩值匹配時，相關輸出產(chǎn)生從低到高(或從高到低)的變化。當?shù)诙纹ヅ洚a(chǎn)生或周期結束時，相關引腳會產(chǎn)生另一個變化(從高到低或從低到高)。輸出信號的變化時間由比較寄存器的值決定。這個過程在每個定時器周期按照比較寄存器不同的值重復，這樣便產(chǎn)生了PWM信號。1.1.1TMS320F2812的介紹控制電路的核心器件采用美國TexasInstrumentsIncorporated(TI公司)的TMS320F2812DSP(簡稱2812)。這是TI公司推出32位定點DSP芯片，它不但運行速度高，處理功能強大，并且具有豐富的片內外圍設備，便于接口和模塊化設計，其性價比極高。它既具有數(shù)字信號處理能力，又具有強大的事件管理能力和嵌入式控制功能，特別適用于有大批量數(shù)據(jù)處理的測控場合。選用2812符合本系統(tǒng)的要求。TMS320F2812的主要資源配置如下[13-15]：內置振蕩電路和PLL電路；看門狗/實時中斷模塊；兩個事件管理器模塊EVA和EVB，每個事件管理器均包括如下資源：兩個16位通用定時器；8個16位的脈寬調制通道，可以實現(xiàn)三相反相器控制、PWM的中心或邊緣校正、可編程PWM死區(qū)功能、對外部事件進行定時捕獲的3個捕獲單元、片內光電編碼器接口電路及中斷電路等。CPU內核包括32位中央算術邏輯單元，16位×16位和32位×32位的乘且累加操作，8個輔助寄存器；哈佛總線結構，四級流水線；快速中斷響應和處理能力；統(tǒng)一尋址模式，4MB的程序數(shù)據(jù)尋址空間；高效的代碼轉換功能，支持C/C++以及匯編語言；豐富的片內存儲器，包括8K×16位的Flash存儲器、1K×16位的OTP型只讀存儲器、兩塊4K×16位的單口隨機存儲器（L0和L1）、一塊8K×16位的單口隨機存儲器（H0）、兩塊1K×16位單口隨機存儲器（M0和M1）；4K×16位根只讀存儲器（BOOTROM）；片外可擴展高達1M的存儲容量，有編程等待狀態(tài)、讀/寫信號選通時序可編程及3個獨立的片選信號；內置A/D轉換器具有16個模擬輸入通道。A/D轉換器具有自動排序功能，有兩個對立的最多可選擇8個模擬轉換通道的排序器，雙排序器可在對立模式下工作，也可以級聯(lián)后組成最多可選擇16個通道的模式，可通過編程來選擇需要轉換的通道?？赏ㄟ^軟件、EVA、VEB和外部引腳多個觸發(fā)源觸發(fā)啟動A/D轉換器；最快轉換時間80ns。多達56個獨立可編程復用的通用I/O引腳（GPIO）；12位的模/數(shù)轉換模塊，模/數(shù)轉換模塊單路轉換時間60ns，單個的轉換時間200ns；串行通信模塊，包括串行外設接口（SPI）、兩個UART接口模塊（SCI）、增強的eCAN2.0接口模塊、多通道緩沖模塊（McBSP）；功能強大的外部中斷擴展模塊，可支持96個外部中斷。1.1.2數(shù)字PI調節(jié)器的設計1.數(shù)字PI算法數(shù)字PI控制是用計算機實現(xiàn)PI控制，即把模擬PI控制規(guī)律數(shù)字化。對于連續(xù)PI控制，用時間域來表示，其控制表達式為：（3-3）式中——PI調節(jié)器輸出量；——給定值與反饋值的誤差；——比例系數(shù)；——積分時間；也可以寫成：（3-4）式中——比例系數(shù)；——積分系數(shù)，計算機控制是一種采樣控制，算式中的積分運算只能用數(shù)值計算方法逼近，如積分項可以用矩形代替或梯形合式代替。只要采樣周期T取得足夠小，這種逼近可以相當精確，其表達式如下：（3-5）同樣算式也可以寫成：（3-6）其中：積分時間的物理意義:對輸入進行累計，達到比例作用大小所需時間。越小，積分越強，反之越大，積分作用越弱。積分有利于提高精度，但對穩(wěn)定性有影響。下面遞推PI算式。第k-1時刻Pl算式為（3-7）式（3-6）減式（3-7）則有：（3-8）則遞推PI算式為：（3-9）（3-10）其中：在按式(3-10)編寫PI算式程序時，可以根據(jù)預先確定的、的值，計算出、的值，并將其存入內存中固定的存儲單元，并設置初始值。在式(3-10)表示的PI算式中，控制作用的比例、積分部分是相互獨立的，因此不僅易于理解，也便于檢查參數(shù)變化對控制效果的影響。2.數(shù)字PI調節(jié)器參數(shù)整定整定即調節(jié)P、I參數(shù)，選擇采樣周期T，使得控制系統(tǒng)的性能指標達到要求。整定方法有兩類：理論計算和工程整定方法[16]。理論計算要求已知各個環(huán)節(jié)的傳遞函數(shù)，計算比較繁瑣；工程整定法是在實驗和經(jīng)驗中總結出來的方法，簡單、方便，工程實際中廣泛采用。下面介紹工程中常用的試湊法和擴充臨界比例法。(l)試湊法試湊法是通過模擬或閉環(huán)運行(如果允許的話)觀察系統(tǒng)的響應曲線，反復試湊參數(shù)，以達到滿意的響應，從而確定PI參數(shù)。增大比例系數(shù)，一般將加大系統(tǒng)的響應，在有靜差的情況下有利于減小靜差。但過大的比例系數(shù)會使系統(tǒng)有較大的超調，并產(chǎn)生振蕩，使穩(wěn)定性變差。增大將減慢消除靜差的過程，但有利于減小超調，減小振蕩。在試湊時，可參考以上規(guī)律，對參數(shù)實行先比例、后積分的整定步驟。1)將比例系數(shù)由小變大，并觀察相應的系統(tǒng)響應，直至得到反應快、超調小的響應曲線。如果系統(tǒng)沒有靜差或靜差已小到許可范圍內，并且響應曲線已屬滿意，那么只需用比例調節(jié)器即可，比例系數(shù)可由此確定。2)如果系統(tǒng)的靜差不能滿足設計要求，則須在比例調節(jié)的基礎上加入積分環(huán)節(jié)。整定時首先置積分時間為一較大值，并將經(jīng)第一步整定得到的比例系數(shù)略微縮小(如縮小為原值的80%)，然后減小積分時間，使在保持系統(tǒng)良好動態(tài)性能的情況下，靜差得到消除。在此過程中，可根據(jù)響應曲線的好壞反復改變比例系數(shù)與積分時間，以得到較好的控制效果。PI調節(jié)器的參數(shù)可以有各種不同的搭配，用不同的整定參數(shù)有可能得到同樣的控制效果，只要被控過程主要指標已達到設計要求即可。(2)擴充臨界比例法首先，將調節(jié)器選純比例調節(jié)器，形成閉環(huán)，改變比例系數(shù)，是系統(tǒng)對階躍輸入的響應達到臨界振蕩狀態(tài)，將這時的比例系統(tǒng)記為，臨界振蕩的周期記為，根據(jù)齊格勒一尼科爾斯提供的經(jīng)驗公式，即可由這兩個基準參數(shù)得到不同類型調節(jié)器的調節(jié)參數(shù)。這種臨界比例法給出了模擬調節(jié)器的參數(shù)整定。用于數(shù)字PI調節(jié)器時，所提供的參數(shù)原則也是通用的，但根據(jù)控制過程離散化程度，可將這一方法擴充。l)預選一個足夠短的采樣周期T，具體說就是選擇采樣周期為被控對象純滯后時間的1/10以下。2)做純比例控制，并逐漸加大的值，是系統(tǒng)出現(xiàn)臨界振蕩，記下使系統(tǒng)發(fā)生振蕩的臨界值和系統(tǒng)的臨界振蕩周期。3)選擇控制度。所謂控制度，是以模擬調節(jié)器為基準，將數(shù)字控制器的控制效果與模擬調節(jié)器的控制效果相比較，是數(shù)字控制器和