北斗衛(wèi)星信號(hào)多普勒頻移的電路設(shè)計(jì)

北斗衛(wèi)星信號(hào)多普勒頻移的電路設(shè)計(jì)摘要：接收機(jī)在接收衛(wèi)星信號(hào)時(shí)，由于接收機(jī)與衛(wèi)星的相對(duì)運(yùn)動(dòng)，導(dǎo)致衛(wèi)星信號(hào)在傳播過程中出現(xiàn)多普勒頻移。為了實(shí)現(xiàn)衛(wèi)星信號(hào)中載波多普勒的剝離，設(shè)計(jì)了一種基于北斗衛(wèi)星信號(hào)的載波多普勒剝離電路。描述了載波多普勒產(chǎn)生的原因以及剝離的方法，并詳細(xì)論述了該電路的設(shè)計(jì)方法。最后對(duì)該電路進(jìn)行MATLAB和Modelsim仿真，驗(yàn)證了設(shè)計(jì)的載波多普勒剝離模塊性能滿足北斗衛(wèi)星接收機(jī)的要求。關(guān)鍵詞：北斗；抽取濾波器；多普勒頻移；載波NCO0引言我國(guó)獨(dú)立自主研發(fā)的北斗衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)自2012年12月27日提供測(cè)試運(yùn)行服務(wù)以來，為全球在全天候、不同天氣狀況下提供了高精度、高可靠的定位、導(dǎo)航和授時(shí)功能，此外還包括我國(guó)北斗導(dǎo)航系統(tǒng)特有的短報(bào)文功能。2013年12月27日，在北斗衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)正式提供區(qū)域服務(wù)一周年后，在之前發(fā)布的北斗B1頻點(diǎn)信號(hào)內(nèi)容的基礎(chǔ)上新增發(fā)布了北斗B2頻點(diǎn)的信號(hào)內(nèi)容。雙頻點(diǎn)信號(hào)內(nèi)容的公布為用戶提供高精度雙頻服務(wù)，使定位精度從單頻時(shí)的10m躍升至米級(jí)、甚至分米級(jí)。北斗衛(wèi)星在橢圓近地軌道上繞地球運(yùn)行,由于衛(wèi)星相對(duì)于地面的北斗接收機(jī)存在著相對(duì)運(yùn)動(dòng),導(dǎo)致用戶接收機(jī)接收到的北斗衛(wèi)星所發(fā)射的信號(hào)產(chǎn)生了頻率變化,即多普勒頻移。北斗衛(wèi)星導(dǎo)航接收機(jī)的基帶數(shù)字處理部分需要通過混頻徹底剝離掉數(shù)字中頻中包含多普勒頻移的載波，并且通過偽碼相關(guān)運(yùn)算徹底剝離信號(hào)中的偽碼，從而得到所需要的導(dǎo)航電文數(shù)據(jù)碼。除此之外，還可以根據(jù)測(cè)得的多普勒頻移來精確地計(jì)算衛(wèi)星接收機(jī)的速度和加速。由此看來，對(duì)載波多普勒頻移的測(cè)量有一定的必要性，更有其重要的現(xiàn)實(shí)意義。本文根據(jù)北斗接收機(jī)的需要，設(shè)計(jì)了載波多普勒頻移模塊，實(shí)現(xiàn)了包含多普勒頻移的載波剝離。載波多普勒設(shè)計(jì)背景衛(wèi)星導(dǎo)航信號(hào)包含載波、C/A碼和導(dǎo)航電文。在傳播過程中，多普勒頻移的產(chǎn)生對(duì)衛(wèi)星信號(hào)接收機(jī)來說是不可避免的，而C/A的頻率很低，所以在C/A碼上產(chǎn)生的多普勒頻移相當(dāng)?shù)男?，?duì)載波來說則不然。當(dāng)?shù)孛嫔霞虞d有接收機(jī)的交通工具以朝向衛(wèi)星引起最大多普勒效應(yīng)的方向運(yùn)動(dòng)時(shí)，對(duì)于被C/A碼調(diào)制的L1頻率fr=1561.092MHz，所產(chǎn)生的多普勒頻移為[1]：其中，vdm是根據(jù)軌道速率，沿地平線方向；c是光速；fdr為算出的最大多普勒速率，約為929m/s，與高速軍用飛機(jī)的速度相當(dāng)。由上分析可知，當(dāng)接收機(jī)在低速載體上時(shí)，可認(rèn)為多普勒頻移為±5kHz；如果接收機(jī)裝在高速載體上，假設(shè)多普勒頻移的最大值為±10kHz是比較合理的。因此，在捕獲過程中，一般將載波多普勒頻率的搜索范圍定為±10kHz。載波多普勒剝離具體設(shè)計(jì)衛(wèi)星信號(hào)的捕獲作為整個(gè)接收機(jī)基帶信號(hào)處理的前提，其捕獲信號(hào)的準(zhǔn)確與速度對(duì)后續(xù)的基帶信號(hào)處理有至關(guān)重要的作用。接收機(jī)中信號(hào)的捕獲可以認(rèn)為是一個(gè)二維的搜索過程，包括從偽碼相位方向的搜索和從多普勒頻移方向的搜索[2]。其中從多普勒方向的搜索，由上述分析可知，多普勒頻移的最大搜索范圍是±10kHz，它通過本地產(chǎn)生載波，并調(diào)節(jié)本地載波的值與輸入信號(hào)相乘，從而去除輸入信號(hào)中的高頻載波分量。MATLAB仿真結(jié)果。圖1為算法的驗(yàn)證示意圖，橫軸代表800個(gè)數(shù)據(jù)點(diǎn)，縱軸代表數(shù)據(jù)的值。圖中基帶數(shù)據(jù)信號(hào)為C/A碼，調(diào)制信號(hào)為載波和C/A碼調(diào)制后的信號(hào)，按照本設(shè)計(jì)算法，在本地產(chǎn)生的載波和信號(hào)中的載波頻率相位均一致的情況下，解調(diào)結(jié)果，為了減少基帶信號(hào)處理的功耗問題，將從RF采樣得到的中頻信號(hào)經(jīng)過抽取濾波器對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行降頻處理，將數(shù)據(jù)采樣率從18.67fo降為2fo(因?yàn)镃/A碼頻譜帶寬為約為2MHz，將數(shù)據(jù)速率降為2fo可以保證得到的信號(hào)包含C/A碼頻譜主瓣），這樣即保證了采樣后信號(hào)的完整性，又使基帶信號(hào)處理部分功耗降為最低。經(jīng)過抽取濾波器后出來的I/Q兩路信號(hào)中，高頻載波信號(hào)已被剝離，剩下的只是攜帶有多普勒頻率分量的載波、C/A碼和導(dǎo)航電文的中頻信號(hào)。該中頻信號(hào)被繼而送往所設(shè)計(jì)的多普勒模塊，從而找出載波的多普勒分量。多普勒模塊主要分為載波NCO模塊和載波多普勒剝離模塊兩個(gè)子模塊。下面對(duì)其相關(guān)內(nèi)容做詳細(xì)的分析介紹。2.1載波NCO的原理及其設(shè)計(jì)載波數(shù)控振蕩器（NCO）的作用是生成時(shí)間、幅度都離散的正余弦信號(hào)[3]，通常用在通信系統(tǒng)中，在載波跟蹤環(huán)中用來生成I-Q路混頻需要的同相與正交載波。載波NCO的實(shí)現(xiàn)方法有實(shí)時(shí)計(jì)算法與查找表法。通過實(shí)時(shí)計(jì)算產(chǎn)生正余弦信號(hào)的數(shù)據(jù)樣本，只適用于信號(hào)采樣頻率相對(duì)較低的情況。本文所設(shè)計(jì)的接收機(jī)采樣頻率為18.67fo(其中fo為北斗衛(wèi)星的基準(zhǔn)頻率2.046MHz)，用實(shí)時(shí)計(jì)算的方法實(shí)現(xiàn)起來較為困難，因此查找表是最有效、最簡(jiǎn)單的方法。，載波NCO是由加法器和寄存器組成的相位累加器，它就是一個(gè)累加溢出再累加的過程。其中控制位有兩個(gè)，一個(gè)是相位控制字Phase，另一個(gè)是頻率控制字Freq。相位控制字旨在給模塊一個(gè)初始值，然后不斷累加頻率控制字，其中dopload為相位控制字的控制使能。fs是驅(qū)動(dòng)累加時(shí)鐘頻率。載波NCO在每一個(gè)時(shí)鐘周期就增加Freq，相當(dāng)于每秒鐘增加Freq·fs。當(dāng)寄存器滿時(shí)，就溢出歸零，此時(shí)也就完成了一個(gè)循環(huán)周期?？刂评奂幼衷黾?，對(duì)應(yīng)的載波NCO產(chǎn)生的正余弦信號(hào)頻率fo增加fs/2N（其中N為設(shè)計(jì)的控制字的位數(shù)），這一頻率又稱為該載波NCO的頻率分辨率。在實(shí)際的電路系統(tǒng)中，為了保證載波信號(hào)的頻率精度，寄存器必須滿足一定的長(zhǎng)度要求，即N的值要符合一定的精度要求。本次設(shè)計(jì)中，要求信號(hào)頻率誤差滿足f≤0.3Hz，由之前的分析可知，控制字的位數(shù)應(yīng)該滿足N≥23.7013。而且增加累加器的位數(shù)可以提高輸出信號(hào)頻率精度，正弦信號(hào)的量化位數(shù)越高，波形序列的相位越精確。尤其是對(duì)長(zhǎng)度較短的信號(hào)序列，在序列量化的粗糙時(shí)，由于量化引入的噪聲會(huì)影響真實(shí)信息的顯現(xiàn)，但過長(zhǎng)會(huì)增加硬件的功率損耗。所以，綜合考慮得出要達(dá)到跟蹤環(huán)頻率誤差?駐f≤0.3Hz，載波NCO采用24位的累加器，即Phase和Freq設(shè)置為24bit，采樣頻率為18.67fo，便可滿足設(shè)計(jì)要求。由上分析可知，累加器的位數(shù)N是由頻率分辨率來決定的，而對(duì)于正余弦查找表的選址地址位數(shù)J以及正余弦量化位數(shù)K則是由雜散度來決定的[4]。理想情況下，為了輸出信號(hào)達(dá)到一個(gè)高精度，設(shè)計(jì)將累加器位數(shù)N全部用來作為地址的尋址位數(shù)J，而將正余弦的量化幅度無限細(xì)分，但這樣的結(jié)果是需要一個(gè)非常大容量的存儲(chǔ)器，在正常情況下，實(shí)際上是無法實(shí)現(xiàn)并且不可取的。所以就要選擇一個(gè)合適的尋址位數(shù)J和正余弦量化位數(shù)K。工程實(shí)現(xiàn)中，一般取得J<N，K是一個(gè)有限的位數(shù)，然而這又必然會(huì)導(dǎo)致相位截?cái)嗾`差和幅值量化誤差的出現(xiàn)。這兩個(gè)誤差將導(dǎo)致載波NCO輸出信號(hào)的頻譜出現(xiàn)雜散譜。其中尋址位數(shù)J對(duì)雜散的影響體現(xiàn)為輸出信號(hào)頻譜中的主譜S和最強(qiáng)雜散譜sspur的幅度之比，公式如下：而幅值量化位數(shù)K對(duì)雜散的影響體現(xiàn)為信噪比SNR：SNR≈6.02×K+1.76dB(3)要保證在不惡化雜散性能的前提下盡量壓縮存儲(chǔ)空間。而在本次工程設(shè)計(jì)中，已知該設(shè)計(jì)在雜散抑制約為24dB時(shí)即可很好地滿足要求。所以，取地址尋址位數(shù)與幅值量化位數(shù)均為4。該模塊電路的Modelsim仿真圖。2.2載波多普勒剝離原理分析經(jīng)過射頻采樣得到的中頻信號(hào)在通過抽取濾波器對(duì)中頻進(jìn)行降頻處理后，要與載波生產(chǎn)的本振信號(hào)進(jìn)行相應(yīng)運(yùn)算才能實(shí)現(xiàn)載波的剝離。其中中頻降頻后得到的是兩個(gè)2bit的I、Q信號(hào)，而載波NCO中通過正余弦查找表產(chǎn)生的是兩個(gè)分別為4bit的正余弦幅值信號(hào)cos(j)和sin(j)。在該模塊中，分別將cos(j)、sin(j)與Iin、Qin做乘法運(yùn)算，即可將中頻信號(hào)中的載波多普勒剝離掉[5]。將Iin、Qin兩路信號(hào)用以下式子來簡(jiǎn)化表示：其中A是信號(hào)的幅度，C(t)是C/A碼，D(t)是導(dǎo)航信息。按照上述分析，將cos(j)、sin(j)與Iin、Qin分別做乘法運(yùn)算后得到如下表達(dá)式：將式(4)、式(5)帶入式(6)、式(7)后，可以得到如下等式：由上述等式(8)、式(9)可以得出，當(dāng)載波產(chǎn)生的正余弦信號(hào)cos(j)、sin(j)的相位j與衛(wèi)星接收到的中頻信號(hào)的相位t相一致時(shí)，就表示載波多普勒被完全剝離掉。如果還有一定的相位差，可以通過后續(xù)相關(guān)電路再反饋給載波NCO的相位控制字Phase和頻率控制字Freq對(duì)載波本振信號(hào)進(jìn)行調(diào)整，直到兩相位相一致為止。具體電路圖。載波多普勒模塊的設(shè)計(jì)驗(yàn)證根據(jù)上述分析所設(shè)計(jì)的多普勒模塊可以很好地滿足工程需求。進(jìn)入載波多普勒模塊的中頻信號(hào)頻率是2fo，采樣時(shí)鐘頻率為2fo，寄存器為24bit，其Modelsim驗(yàn)證仿真圖。在Modelsim仿真中，給定初始相位控制字為二進(jìn)制值100000000000000000000000，頻率控制字為二進(jìn)制值0001000000000000000000。中頻I/Q信號(hào)均以一定的基準(zhǔn)速率輸入，并按照上述旋轉(zhuǎn)模塊的公式進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算，最后得到的sumI和sumQ就是對(duì)射頻接收到的中頻信號(hào)進(jìn)行載波多普勒剝離后的結(jié)果。然后對(duì)其按照固定的兩個(gè)門限值，將其轉(zhuǎn)換為與輸入射頻信號(hào)一致的2bit數(shù)據(jù)。最后得到完整處理后的信號(hào)iOut和qOut，。由仿真結(jié)果得出，iOut輸出