《高頻電路原理與分析》課件-第5章

第5章頻譜的線性搬移電路5.1非線性電路的分析方法5.2二極管電路5.3差分對(duì)電路5.4其它頻譜線性搬移電路

在頻譜的搬移電路中,根據(jù)不同的特點(diǎn),可以分為頻譜的線性搬移電路和非線性搬移電路。從頻域上看,在搬移的過(guò)程中,輸入信號(hào)的頻譜結(jié)構(gòu)不發(fā)生變化,即搬移前后各頻率分量的比例關(guān)系不變,只是在頻域上簡(jiǎn)單的搬移(允許只取其中的一部分),如圖5-1(a)所示,這類(lèi)搬移電路稱為頻譜的線性搬移電路,振幅調(diào)制與解調(diào)、混頻等電路就屬于這一類(lèi)電路。頻譜的非線性搬移電路,是在頻譜的搬移過(guò)程中,輸入信號(hào)的頻譜不僅在頻域上搬移,而且頻譜結(jié)構(gòu)也發(fā)生了變化,如圖5-1(b)所示。圖5-1頻譜搬移電路

5.1非線性電路的分析方法

大多數(shù)非線性器件的伏安特性,均可用冪級(jí)數(shù)、超越函數(shù)和多段折線三類(lèi)函數(shù)逼近。在分析方法上,主要采用冪級(jí)數(shù)展開(kāi)分析法,以及在此基礎(chǔ)上,在一定的條件下,將非線性電路等效為線性時(shí)變電路的線性時(shí)變電路分析法。下面分別介紹這兩種分析方法。

5.1.1非線性函數(shù)的級(jí)數(shù)展開(kāi)分析法

非線性器件的伏安特性,可用下面的非線性函數(shù)來(lái)表示:

式中,u為加在非線性器件上的電壓。一般情況下,u=EQ+u1+u2,其中EQ為靜態(tài)工作點(diǎn),u1和u2為兩個(gè)輸入電壓。用泰勒級(jí)數(shù)將式(5-1)展開(kāi),可得

由上面可以看出,當(dāng)只加一個(gè)信號(hào)時(shí),只能得到輸入信號(hào)頻率的基波分量和各次諧波分量,但不能獲得任意頻率的信號(hào),當(dāng)然也不能完成頻譜在頻域上的任意搬移。因此,還需要另外一個(gè)頻率的信號(hào),才能完成頻譜任意搬移的功能。為分析方便,我們把u1稱為輸入信號(hào),把u2稱為參考信號(hào)或控制信號(hào)。一般情況下,u1為要處理的信號(hào),它占據(jù)一定的頻帶;而u2為一單頻信號(hào)。從電路的形式看,線性電路(如放大器、濾波器等)、倍頻器等都是四端(或雙口)網(wǎng)絡(luò),一個(gè)輸入端口,一個(gè)輸出端口;而頻譜搬移電路一般情況下有兩個(gè)輸入,一個(gè)輸出,因而是六端(三口)網(wǎng)絡(luò)。

當(dāng)兩個(gè)信號(hào)u1和u2作用于非線性器件時(shí),通過(guò)非線性器件的作用,從式(5-5)可以看出,輸出電流中不僅有兩個(gè)輸入電壓的分量(n=1時(shí)),而且存在著大量的乘積項(xiàng)u1n-mu2m。在第6章的振幅調(diào)制與解調(diào)、混頻電路將指出要完成這些功能,關(guān)鍵在于這兩個(gè)信號(hào)的乘積項(xiàng)(2a2u1u2)。它是由特性的二次方項(xiàng)產(chǎn)生的。除了完成這些功能所需的二次方項(xiàng)以外,還有大量不需要的項(xiàng),必須去掉,因此,頻譜搬移電路必須具有頻率選擇功能。在實(shí)際的電路中,這個(gè)選擇功能是由濾波器來(lái)實(shí)現(xiàn)的,如圖5-2所示。圖5-2非線性電路完成頻譜的搬移

若作用在非線性器件上的兩個(gè)電壓均為余弦信號(hào),即u1=U1cosω1t,u2=U2cosω2t,利用式(5-7)和三角函數(shù)的積化和差公式

由式(5-5)不難看出,i中將包含由下列通式表示的無(wú)限多個(gè)頻率組合分量

綜上所述,當(dāng)多個(gè)信號(hào)作用于非線性器件時(shí),由于器件的非線性特性,其輸出端不僅包含了輸入信號(hào)的頻率分量,還有輸入信號(hào)頻率的各次諧波分量(pω1、qω2、rω3…)以及輸入信號(hào)頻率的組合分量(±pω1±qω2±rω3±…)。在這些頻率分量中,只有很少的項(xiàng)是完成某一頻譜搬移功能所需要的,其它絕大多數(shù)分量是不需要的。因此,頻譜搬移電路必須具有選頻功能,以濾除不必要的頻率分量,減少輸出信號(hào)的失真。大多數(shù)頻譜搬移電路所需的是非線性函數(shù)展開(kāi)式中的平方項(xiàng),或者說(shuō),是兩個(gè)輸入信號(hào)的乘積項(xiàng)。

因此,在實(shí)際中如何實(shí)現(xiàn)接近理想的乘法運(yùn)算,減少無(wú)用的組合頻率分量的數(shù)目和強(qiáng)度,就成為人們追求的目標(biāo)。一般可從以下三個(gè)方面考慮:

(1)從非線性器件的特性考慮。

(2)從電路考慮。

(3)從輸入信號(hào)的大小考慮。

上面的分析是對(duì)非線性函數(shù)用泰勒級(jí)數(shù)展開(kāi)后完成的,用其它函數(shù)展開(kāi),也可以得到上述類(lèi)似的結(jié)果。

5.1.2線性時(shí)變電路分析法

對(duì)式(5-1)在EQ+u2上對(duì)u1用泰勒級(jí)數(shù)展開(kāi),有

若u1足夠小,可以忽略式(5-11)中u1的二次方及其以上各次方項(xiàng),則該式化簡(jiǎn)為

與式(5-5)相對(duì)應(yīng),有

式中,f(EQ+u2)和f'(EQ+u2)是對(duì)u1的展開(kāi)式中與u1無(wú)關(guān)的系數(shù),但是它們都隨u2變化,即隨時(shí)間變化,因此,稱為時(shí)變系數(shù),或稱為時(shí)變參量。其中,f(EQ+u2)是當(dāng)輸入信號(hào)u1=0時(shí)的電流,稱為時(shí)變靜態(tài)電流或稱為時(shí)變工作點(diǎn)電流(與靜態(tài)工作點(diǎn)電流相對(duì)應(yīng)),用I0(t)表示;f'(EQ+u2)是增量電導(dǎo)在u1=0時(shí)的數(shù)值,稱為時(shí)變?cè)鲆婊驎r(shí)變電導(dǎo)、時(shí)變跨導(dǎo),用g(t)表示。與上相對(duì)應(yīng),可得時(shí)變偏置電壓EQ+u2,用EQ(t)表示。式(5-13)可表示為

由上式可見(jiàn),就非線性器件的輸出電流i與輸入電壓u1的關(guān)系而言,是線性的,類(lèi)似于線性器件;但是它們的系數(shù)卻是時(shí)變的。因此,將具有式(5-14)描述的工作狀態(tài)稱為線性時(shí)變工作狀態(tài),具有這種關(guān)系的電路稱為線性時(shí)變電路。

考慮u1和u2都是余弦信號(hào),u1=U1cosω1t,u2=U2cosω2t,時(shí)變偏置電壓EQ(t)=EQ+U2cosω2t,為一周期性函數(shù),故I0(t)、g(t)也必為周期性函數(shù),可用傅里葉級(jí)數(shù)展開(kāi),得

因此,線性時(shí)變電路輸出信號(hào)的頻率分量?jī)H有非線性器件產(chǎn)生的頻率分量式(5-10)中p為0和1,q為任意數(shù)的組合分量,去除了q為任意,p大于1的眾多組合頻率分量。其頻率分量為

即ω2的各次諧波分量及其與ω1的組合分量。

例1一個(gè)晶體二極管,用指數(shù)函數(shù)逼近它的伏安特性,即

雖然線性時(shí)變電路相對(duì)于非線性電路的輸出中的組合頻率分量大大減少,但二者的實(shí)質(zhì)是一致的。線性時(shí)變電路是在一定條件下由非線性電路演變來(lái)的,其產(chǎn)生的頻率分量與非線性器件產(chǎn)生的頻率分量是完全相同的(在同一非線性器件條件下),只不過(guò)是選擇線性時(shí)變工作狀態(tài)后,由于那些分量(ωp,q=|±pω1±qω2|,p≠0,1)的幅度,相對(duì)于低階的分量(ωp,q=|±pω1±qω2|,p=0,1)的幅度要小得多,因而被忽略,這在工程中是完全合理的。線性時(shí)變電路雖然大大減少了組合頻率分量的數(shù)目,但仍然有大量的不需要的頻率分量,用于頻譜的搬移電路時(shí),仍然需要用濾波器選出所需的頻率分量,濾除不必要的頻率分量,如圖5-3所示。圖5-3線性時(shí)變電路完成頻譜的搬移

應(yīng)指出的是,線性時(shí)變電路并非線性電路,前已指出,線性電路不會(huì)產(chǎn)生新的頻率分量,不能完成頻譜的搬移功能。線性時(shí)變電路其本質(zhì)還是非線性電路,是非線性電路在一定的條件下近似的結(jié)果;線性時(shí)變分析方法是在非線性電路的級(jí)數(shù)展開(kāi)分析法的基礎(chǔ)上,在一定的條件下的近似。線性時(shí)變電路分析方法大大簡(jiǎn)化了非線性電路的分析,線性時(shí)變電路大大減少了非線性器件的組合頻率分量。因此,大多數(shù)頻譜搬移電路都工作于線性時(shí)變工作狀態(tài),這樣有利于系統(tǒng)性能指標(biāo)的提高。

5.2二極管電路

5.2.1單二極管電路單二極管電路的原理電路如圖5-4所示,輸入信號(hào)u1和控制信號(hào)(參考信號(hào))u2相加作用在非線性器件二極管上。如前所述,由于二極管伏安特性非線性的頻率變換作用,在流過(guò)二極管的電流中產(chǎn)生各種組合分量,用傳輸函數(shù)為H(jω)的濾波器取出所需的頻率分量,就可完成某一頻譜的線性搬移功能。下面分析單二極管電路的頻譜線性搬移功能。圖5-4單二極管電路

設(shè)二極管電路工作在大信號(hào)狀態(tài)。所謂大信號(hào),是指輸入的信號(hào)電壓振幅大于0.5-V。u1為輸入信號(hào)或要處理的信號(hào);u2是參考信號(hào),為一余弦波,u2=U2cosω2t,其振幅U2遠(yuǎn)比u1的振幅U1大,即U2?U1;且有U2>0.5V。忽略輸出電壓u。對(duì)回路的反作用,這樣,加在二極管兩端的電壓uD為

由于二極管工作在大信號(hào)狀態(tài),主要工作在截止區(qū)和導(dǎo)通區(qū),因此可將二極管的伏安特性用折線近似,如圖5-5所示。由此可見(jiàn),當(dāng)二極管兩端的電壓uD大于二極管的導(dǎo)通電壓Vp時(shí),二極管導(dǎo)通,流過(guò)二極管的電流iD與加在二極管兩端的電壓uD成正比;當(dāng)二極管兩端電壓uD小于導(dǎo)通電壓Vp時(shí),二極管截止,iD=0。這樣,二極管可等效為一個(gè)受控開(kāi)關(guān),控制電壓就是uD。有圖5-5-二極管伏安持性的折線近似圖5-6u2與K(ω2t)的波形圖

由上式可以看出,流過(guò)二極管的電流iD中的頻率分量有:

(1)輸入信號(hào)u1和控制信號(hào)u2的頻率分量ω1和ω2;

(2)控制信號(hào)u2的頻率ω2的偶次諧波分量;

(3)輸入信號(hào)u1的頻率ω1與控制信號(hào)u2的奇次諧波分量的組合頻率分量(2n+1)ω2±ω1,n=0,1,2,…。

5.2.2二極管平衡電路

1.電路圖5-7(a)是二極管平衡電路的原理電路。它是由兩個(gè)性能一致的二極管及中心抽頭變壓器T1、T2接成平衡電路的。圖中,A、A'的上半部與下半部完全一樣。控制電壓u2加于變壓器的A、A'兩端。輸出變壓器T2接濾波器,用以濾除無(wú)用的頻率分量。從T2次級(jí)向右看的負(fù)載電阻為RL。圖5-7

為了分析方便,設(shè)變壓器線圈匝數(shù)比N1∶N2=1∶1,因此加給VD1、VD2兩管的輸入電壓均為u1,其大小相等,但方向相反;而u2是同相加到兩管上的。該電路可等效成圖5-7(b)所示的原理電路。

2.工作原理

與單二極管電路的條件相同,二極管處于大信號(hào)工作狀態(tài),即U2>0.5V。這樣,二極管主要工作在截止區(qū)和線性區(qū),二極管的伏安特性可用折線近似。U2?U1,二極管開(kāi)關(guān)主要受u2控制。若忽略輸出電壓的反作用,則加到兩個(gè)二極管的電壓uD1、uD2為

由上式可以看出,輸出電流iL中的頻率分量有:

(1)輸入信號(hào)的頻率分量ω1;

(2)控制信號(hào)u2的奇次諧波分量與輸入信號(hào)u1的頻率ω1的組合分量|±(2n+1)ω2±ω1|,n=0,1,2,…。

與單二極管電路相比較,u2

的基波分量和偶次諧波分量被抵消掉了,二極管平衡電路的輸出電路中不必要的頻率分量又進(jìn)一步地減少了。這是不難理解的,因?yàn)榭刂齐妷簎2

是同相加于VD1、VD2的兩端的,當(dāng)電路完全對(duì)稱時(shí),兩個(gè)相等的ω2分量在T2產(chǎn)生的磁通互相抵消,在次級(jí)上不再有ω2及其諧波分量。

當(dāng)考慮RL的反映電阻對(duì)二極管電流的影響時(shí),要用包含反映電阻的總電導(dǎo)來(lái)代替gD。如果T2次級(jí)所接負(fù)載為寬帶電阻,則初級(jí)兩端的反映電阻為4RL。對(duì)i1、i2各支路的電阻為2RL。此時(shí)用總電導(dǎo)

來(lái)代替式(5-44)中的gD,rD=1/gD。當(dāng)T2所接負(fù)載為選頻網(wǎng)絡(luò)時(shí),其所呈現(xiàn)的電阻隨頻率變化。

在上面的分析中,假設(shè)電路是理想對(duì)稱的,因而可以抵消一些無(wú)用分量,但實(shí)際上難以做到這點(diǎn)。例如,兩個(gè)二極管特性不一致,i1和i2

中的ω2電流值將不同,致使ω2及其諧波分量不能完全抵消。變壓器不對(duì)稱也會(huì)造成這個(gè)結(jié)果。很多情況下,不需要有控制信號(hào)輸出,但由于電路不可能完全平衡、從而形成控制信號(hào)的泄漏。一般要求泄漏的控制信號(hào)頻率分量的電平要比有用的輸出信號(hào)電平至少低20dB以上。為減少這種泄漏,以滿足實(shí)際運(yùn)用的需要,首先要保證電路的對(duì)稱性。一般采用如下辦法:

(1)選用特性相同的二極管;用小電阻與二極管串接,使二極管等效正、反向電阻彼此接近。但串接電阻后會(huì)使電流減小,所以阻值不能太大,一般為幾十至上百歐姆。

(2)變壓器中心抽頭要準(zhǔn)確對(duì)稱,分布電容及漏感要對(duì)稱,這可以采用雙線并繞法繞制變壓器,并在中心抽頭處加平衡電阻。同時(shí),還要注意兩線圈對(duì)地分布電容的對(duì)稱性。為了防止雜散電磁耦合影響對(duì)稱性,可采取屏蔽措施。

(3)為改善電路性能,應(yīng)使其工作在理想開(kāi)關(guān)狀態(tài),且二極管的通斷只取決于控制電壓u2,而與輸入電壓u1無(wú)關(guān)。為此,要選擇開(kāi)關(guān)特性好的二極管,如熱載流子二極管。控制電壓要遠(yuǎn)大于輸入電壓,一般要大十倍以上。

圖5-8(a)為平衡電路的另一種形式,稱為二極管橋式電路。這種電路應(yīng)用較多,因?yàn)樗恍枰哂兄行某轭^的變壓器,四個(gè)二極管接成橋路,控制電壓直接加到二極管上。當(dāng)u2>0時(shí),四個(gè)二極管同時(shí)截止,u1直接加到T2上;當(dāng)u2<0時(shí),四個(gè)二極管導(dǎo)通,A、B兩點(diǎn)短路,無(wú)輸出。所以

由于四個(gè)二極管接成橋型,若二極管特性完全一致,A、B端無(wú)u2的泄漏。

圖5-8(b)是一實(shí)際橋式電路,其工作原理同上,只不過(guò)橋路輸出加至晶體管的基極,經(jīng)放大及回路濾波后輸出所需頻率分量,從而完成特定的頻譜搬移功能。

圖5-8二極管橋式電路

5.2.3二極管環(huán)形電路

1.基本電路

圖5-9(a)為二極管環(huán)形電路的基本電路。與二極管平衡電路相比,只是多接了兩只二極管VD3和VD4,四只二極管方向一致,組成一個(gè)環(huán)路,因此稱為二極管環(huán)形電路?？刂齐妷簎2正向的加到VD1、VD2兩端,反向的加到VD3、VD4兩端,隨控制電壓u2的正負(fù)變化,兩組二極管交替導(dǎo)通和截止。當(dāng)u2≥0時(shí),VD1、VD2導(dǎo)通,VD3、VD4截止;當(dāng)u2<0時(shí),VD1、VD2截止,VD3、VD4導(dǎo)通。在理想情況下,它們互不影響,因此,二極管環(huán)形電路是由兩個(gè)平衡電路組成:VD1與VD2組成平衡電路1,VD3與VD4組成平衡電路2,分別如圖5-9(b)、(c)所示。因此,二極管環(huán)形電路又稱為二極管雙平衡電路。圖5-9二極管環(huán)形電路

2.工作原理

二極管環(huán)形電路的分析條件與單二極管電路和二極管平衡電路相同。平衡電路1與前面分析的電路完全相同。根據(jù)圖5-9(a)中電流的方向,平衡電路1和2在負(fù)載RL上產(chǎn)生的總電流為圖5-10環(huán)形電路的開(kāi)關(guān)函數(shù)波形圖

由此可見(jiàn)K(ω2t)、K(ω2t-π)為單向開(kāi)關(guān)函數(shù),K'(ω2t)為雙向開(kāi)關(guān)函數(shù),且有

和

環(huán)形電路iL中無(wú)ω1頻率分量,這是兩次平衡抵消的結(jié)果。每個(gè)平衡電路自身抵消ω2及其諧波分量,兩個(gè)平衡電路抵消ω1分量。若ω2較高,則3ω2±ω1,5ω2±ω1,…等組合頻率分量很容易濾除,故環(huán)形電路的性能更接近理想相乘器,而這是頻譜線性搬移電路要解決的核心問(wèn)題。

前述平衡電路中的實(shí)際問(wèn)題同樣存在于環(huán)形電路中,在實(shí)際電路中仍需采取措施加以解決。為了解決二極管特性參差性問(wèn)題,可將每臂用兩個(gè)二極管并聯(lián),如采用圖5-11的電路,另一種更為有效的辦法是采用環(huán)形電路組件。圖5-11實(shí)際的環(huán)形電路

環(huán)形電路組件稱為雙平衡混頻器組件或環(huán)形混頻器組件,已有從短波到微波波段的系列產(chǎn)品提供用戶。這種組件是由精密配對(duì)的肖特基二極管及傳輸線變壓器裝配而成,內(nèi)部元件用硅膠粘接,外部用小型金屬殼屏蔽。二極管和變壓器在裝入混頻器之前經(jīng)過(guò)嚴(yán)格的篩選,能承受強(qiáng)烈的震動(dòng)、沖擊和溫度循環(huán)。圖5-12是這種組件的外形和電路圖,圖中混頻器有三個(gè)端口(本振、射頻和中頻),分別以LO、RF和IF來(lái)表示,VD1、VD2、VD3和VD4為混頻管堆,T1、T2為平衡—不平衡變換器,以便把不平衡的輸入變?yōu)槠胶獾妮敵?T1);或平衡的輸入轉(zhuǎn)變?yōu)椴黄胶廨敵?T2)。

雙平衡混頻器組件的三個(gè)端口均具有極寬的頻帶,它的動(dòng)態(tài)范圍大,損耗小,頻譜純,隔離度高,而且還有一個(gè)非常突出的特點(diǎn),在其工作頻率范圍內(nèi),從任意兩端口輸入u1和u2,就可在第三端口得到所需的輸出。但應(yīng)注意所用器件對(duì)每一輸入信號(hào)的輸入端電平的要求,以保證器件的安全。

圖5-12雙平衡混頻器組件的外殼和電原理圖

例2在圖5-12的雙平衡混頻器組件的本振口加輸入信號(hào)u1,在中頻口加控制信號(hào)u2,輸出信號(hào)從射頻口輸出,如圖5-13所示。忽略輸出電壓的反作用,可得加到四個(gè)二極管上的電壓分別為

由此可見(jiàn),控制電壓u2正相加到VD2、VD4的兩端,反向加到VD1、VD3兩端。由于有U2?U1,四個(gè)二極管的通斷受u2的控制,由此可得流過(guò)四個(gè)二極管的電流與加到二極管兩端的電壓的關(guān)系為線性時(shí)變關(guān)系,這些電流為圖5-13雙平衡混頻器組件的應(yīng)用

這四個(gè)電流與輸出電流i之間的關(guān)系為

此結(jié)果與式(5-49)完全相同。改變u1、u2的輸入端口,同樣可以得到以上結(jié)論。表5-1給出了部分國(guó)產(chǎn)雙平衡混頻器組件的特性參數(shù)。

雙平衡混頻器組件有很廣闊的應(yīng)用領(lǐng)域,除用作混頻器外,還可用作相位檢波器、脈沖或振幅調(diào)制器、2PSK調(diào)制器、電流控制衰減器和二倍頻器;與其它電路配合使用,還可以組成更復(fù)雜的高性能電路組件。應(yīng)用雙平衡混頻器組件,可減少整機(jī)的體積和重量,提高整機(jī)的性能和可靠性,簡(jiǎn)化整機(jī)的維修,提高了整機(jī)的標(biāo)準(zhǔn)化、通用化和系列化程度。

5.3差分對(duì)電路頻譜搬移電路的核心部分是相乘器。實(shí)現(xiàn)相乘的方法很多,有霍爾效應(yīng)相乘法、對(duì)數(shù)一反對(duì)數(shù)相乘法、可變跨導(dǎo)相乘法等。由于可變跨導(dǎo)相乘法具有電路簡(jiǎn)單、易于集成、工作頻率高等特點(diǎn)而得到廣泛應(yīng)用。它可以用于實(shí)現(xiàn)調(diào)制、解調(diào)、混頻、鑒相及鑒頻等方面。這種方法是利用一個(gè)電壓控制晶體管射極電流或場(chǎng)效應(yīng)管源極電流,使其跨導(dǎo)隨之變化從而達(dá)到與另一個(gè)輸入電壓相乘的目的。這種電路的核心單元是一個(gè)帶恒流源的差分對(duì)電路。

5.3.1單差分對(duì)電路

1.電路

基本的差分對(duì)電路如圖5-14所示。圖中兩個(gè)晶體管和兩個(gè)電阻精密配對(duì)(這在集成電路上很容易實(shí)現(xiàn))。恒流源I0為對(duì)管提供射極電流。兩管靜態(tài)工作電流相等,Ie1=Ie2=I0/2。當(dāng)輸入端加有電壓(差模電壓)u時(shí),若u>0,則V1管射極電流增加ΔI,V2管電流減少ΔI,但仍保持如下關(guān)系:圖5-14差分對(duì)原理電路

2.傳輸特性圖5-15-差分對(duì)的傳輸特性

由上面的分析可知:

(1)ic1、ic2和io與差模輸入電壓u是非線性關(guān)系——雙曲正切函數(shù)關(guān)系,與恒流源I0成線性關(guān)系。雙端輸出時(shí),直流抵消,交流輸出加倍。

(2)輸入電壓很小時(shí),傳輸特性近似為線性關(guān)系,即工作在線性放大區(qū)。這是因?yàn)楫?dāng)|x|<1時(shí),tanh(x/2)≈x/2,即當(dāng)|u|<VT=26mV時(shí),io=I0tanh(u/2VT)≈I0u/2VT。

(3)若輸入電壓很大,一般在|u|>100mV時(shí),電路呈現(xiàn)限幅狀態(tài),兩管接近于開(kāi)關(guān)狀態(tài),因此,該電路可作為高速開(kāi)關(guān)、限幅放大器等電路。

(4)小信號(hào)運(yùn)用時(shí)的跨導(dǎo)即為傳輸特性線性區(qū)的斜率,它表示電路在放大區(qū)輸出時(shí)的放大能力,

該式表明,gm與I0成正比,I0增加,則gm

加大,增益提高。若I0隨時(shí)間變化,gm

也隨時(shí)間變化,成為時(shí)變跨導(dǎo)gm

(t)。因此,可用控制I0的辦法組成線性時(shí)變電路。

(5)當(dāng)輸入差模電壓u=U1cosω1t時(shí),由傳輸特性可得io

波形,如圖5-16。其所含頻率分量可由tanh(u/2VT)的傅里葉級(jí)數(shù)展開(kāi)式求得,即圖5-16差分對(duì)作放大時(shí)io的輸出波形

3.差分對(duì)頻譜搬移電路

差分對(duì)電路的可控通道有兩個(gè):一個(gè)為輸入差模電壓,另一個(gè)為電流源I0;故可把輸入信號(hào)和控制信號(hào)分別控制這兩個(gè)通道。由于輸出電流io與I0成線性關(guān)系,所以將控制電流源的這個(gè)通道稱為線性通道;輸出電流io與差模輸入電壓u成非線性關(guān)系,所以將差模輸入通道稱為非線性通道。圖5-17為差分對(duì)頻譜搬移電路的原理圖。圖5-17差分對(duì)頻譜搬移電路

集電極負(fù)載為一濾波回路,濾波回路(或?yàn)V波器)的種類(lèi)和參數(shù)可根據(jù)完成不同的功能進(jìn)行設(shè)計(jì),對(duì)輸出頻率分量呈現(xiàn)的阻抗為RL。恒流源I0由尾管V3提供,V3射極接有大電阻Re,所以又將此電路稱為“長(zhǎng)尾偶電路”。Re大則可削弱V3的發(fā)射結(jié)非線性電阻的作用。由圖中可看到:

5.3.2雙差分對(duì)電路

雙差分對(duì)頻譜搬移電路如圖5-18所示。它由三個(gè)基本的差分電路組成,也可看成由兩個(gè)單差分對(duì)電路組成。V1、V2、V5-組成差分對(duì)電路Ⅰ,V3、V4、V6組成差分對(duì)電路Ⅱ,兩個(gè)差分對(duì)電路的輸出端交叉耦合。輸入電壓uA交叉地加到兩個(gè)差分對(duì)管的輸入端,輸入電壓uB則加到V5-和V6組成的差分對(duì)管輸入端,三個(gè)差分對(duì)都是差模輸入。雙差分對(duì)每邊的輸出電流為兩差分對(duì)管相應(yīng)邊的輸出電流之和,因此,雙端輸出時(shí),它的差動(dòng)輸出電流為圖5-18雙差分對(duì)電路

作為乘法器時(shí),由于要求輸入電壓幅度要小,因而uA、uB的動(dòng)態(tài)范圍較小。為了擴(kuò)大uB的動(dòng)態(tài)范圍,可以在V5-和V6的發(fā)射極上接入負(fù)反饋電阻Re2,如圖5-19。當(dāng)每管的rbb'可忽略,并設(shè)Re2的滑動(dòng)點(diǎn)處于中間值時(shí),圖5-19接入負(fù)反饋時(shí)的差分對(duì)電路

綜上所述,施加反饋電阻后,雙差分對(duì)電路工作在線性時(shí)變狀態(tài)或開(kāi)關(guān)工作狀態(tài),因而特別適合作為頻譜搬移電路。例如,作為雙邊帶振幅調(diào)制電路或相移鍵控調(diào)制電路時(shí),uA加載波電壓,uB加調(diào)制信號(hào),輸出端接中心頻率為載波頻率的帶通濾波器;作為同步檢波電路時(shí),uA為恢復(fù)載波,uB加輸入信號(hào),輸出端接低通濾波器;作為混頻電路時(shí),uA加本振電壓,uB加輸入信號(hào),輸出端接中頻濾波器。

雙差分電路具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單,有增益,不用變壓器,易于集成化,對(duì)稱性精確,體積小等優(yōu)點(diǎn),因而得到廣泛的應(yīng)用。雙差分電路是集成模擬乘法器的核心。模擬乘法器種類(lèi)很多,由于內(nèi)部電路結(jié)構(gòu)不同,各項(xiàng)參數(shù)指標(biāo)也不同,其主要指標(biāo)有:工作頻率、電源電壓、輸入電壓動(dòng)態(tài)范圍、線性度、帶寬等。圖5-20為MortorolaMC1596內(nèi)部電路圖,它是以雙差分電路為基礎(chǔ),在Y輸入通道加入了反饋電阻,故Y通道輸入電壓動(dòng)態(tài)范圍較大,X通道輸入電壓動(dòng)態(tài)范圍很小。MC1596工作頻率高,常用做調(diào)制、解調(diào)和混頻。圖5-20MC1596的內(nèi)部電路

通過(guò)上面的分析可知,差分對(duì)作為放大器時(shí)是四端網(wǎng)絡(luò),其工作點(diǎn)不變,不產(chǎn)生新的頻率分量。差分對(duì)作為頻譜線性搬移電路時(shí),為六端網(wǎng)絡(luò)。兩個(gè)輸入