PSR電源設(shè)計資料

1、目前比較流行的低成本、超小占用空間方案設(shè)計基本都是采用PSR原邊反饋反激式，通過原邊反饋穩(wěn)壓省掉電壓反饋環(huán)路(TL431和光耦)和較低的 EMC畐射省掉Y電容，不僅省成本而且省空間，得到很多電源工程師采用。比較是新技術(shù)，目前針對 PSR原邊反饋開關(guān)電源方案設(shè)計的相關(guān)訊息在行業(yè)中欠缺。下面結(jié)合實際來講講我對 PSR原邊反饋開關(guān)電源設(shè)計的“獨特”方法一一以實際為基礎(chǔ)。要求條件：全電壓輸入，輸出5V/1A，符合能源之星2之標(biāo)準(zhǔn)，符合IEC60950和EN55022安規(guī)及EMC標(biāo)準(zhǔn)。 因充電器為了方便攜帶，一般都要求小體積，所以針對 5W 的開關(guān)電源充電器一般都采用體積較小的EFD-15和EPC13勺

2、變壓器，此類變壓器按常規(guī)計算方式可能會認(rèn)為CORE太小，做不到，如果現(xiàn)在還有人這樣認(rèn)為，那你就OUT了。磁芯以確定，下面就分別講講采用EFD15和 EPC13勺變壓器設(shè)計5V/1A 5W的電源變壓器。1. EFD15 變壓器設(shè)計目前針對小變壓器磁芯，特別是小公司基本都無從得知CORE的 B/H曲線，因PSR線路對變壓器漏感有所要求。所以從對變壓器作最小漏感設(shè)計入手：已知輸出電流為1A, 5W功率較小，所以銅線的電流密度選8A/mm2,次級銅線直徑為：SQRT(1/8/3.14)*2=,n r2 =I/J-r 2 =I/(J n ) r=sqrt(1/(8*)=通過測量或查詢 BOBBIN資料可

3、以得知，EFD15的 BOBBIN的幅寬為。因次級采用三重絕緣線，的三重絕緣線實際直徑為 .為了減小漏感把次級線圈設(shè)計為1整層，次級雜數(shù)為：=,取15Ts.因IC內(nèi)部一般內(nèi)置 VDS耐壓600650V的MOS考慮到漏感尖峰，需留50100V的應(yīng)力電壓余量，所以反射電壓需控制在100V以內(nèi)，得： (Vout+VF)*n100, 即： n100/ (5+1) ,n,取 n=, 得初級匝數(shù) NP=15*=取 NP=248 代入上式驗證，(Vout+VF) *(NP/NS)100,即(5+1)*(248/15)=100, 成立。確定 NP=248Ts.假設(shè)：初級248Ts在BOBBIN上采用分3層來繞

4、，因多層繞線考慮到出線間隙和次層以上不均 勻，需至少留 1Ts 余量(間隙) 。得：初級銅線可用外徑為： (248/3+1)= ，對應(yīng)的實際銅線直徑為，太小(小于不易繞制) 不可取。假設(shè)：初級248TS在BOBBIN上采用分4層來繞，初級銅線可用外徑為： (248/4+1)= ，對應(yīng)的銅線直徑為，實際可用銅線直徑取。IC的VCC電壓下限一般為1012V,考慮到至少留3V余量，取VCC電壓為15V左右, 得：NV=Vn v/(Vout+VF)*NS=15/(5+1)*15=, 取 38Ts.因PSR采用NV線圈穩(wěn)壓，所以 NV的漏感也需控制，仍然按整層設(shè)計，得：NV線徑=(38+1)=,對應(yīng)的銅

5、線直徑為，實際可用銅線直徑取。也可采用雙線并饒。先上圖：此線路是采用目前兼容很多國內(nèi)品牌IC的回路，如：OB2535 CR6235PSR線路設(shè)計需特別注意以下幾處：1. RCD 吸收回路，即：R2,C4,D2,R62. Vcc 供電和電壓檢測回路 , 即： D3,R3,R4,R10,C23. 輸出回路 , 即： C3,C7,D5,R11,LED1下面分別說明以上幾點需注意的地方1. RCD 吸收回路，即：R2,C4,D2,R6大家可以看出，此 RCD回路比普通的 PWh回路的RCD多了一個R6電阻， 或許有人會忽略他的作用，但實際它對產(chǎn)品的穩(wěn)定性起著很大的作用?？聪聢DVDS的波形：當(dāng)開關(guān)管截止

6、后因漏感引起的振玲會隨漏感的增大而使電壓跌得更低， 更低的電壓回復(fù)需要更長的時間，VDS的波形此時和 VCC勺波形是同步的，PSR僉測電壓是通過IC內(nèi)部延時46uS避開這個振玲來檢測后面相對平滑的電壓， 電壓恢復(fù)時間過長導(dǎo)致 IC 檢測開始時檢測到的是振玲處的電壓， 最總導(dǎo)致的結(jié)果是輸出電壓不穩(wěn)定，甚至蕩機。當(dāng)然也有因變壓器漏感比較小，無此電阻也可以正常工作，但一致性較難控制。此電阻的取值與 RCD回路和EMC噪音有關(guān)，一般建議取值為150510R,推薦使用220330R, D2建議使用恢復(fù)時間較慢的 1N4007具體可根據(jù)漏感結(jié)合 RCD來調(diào)試。2. Vcc供電和電壓檢測回路,即：D3,R3

7、,R4,R10,C2R4與 R10的取值是根據(jù)IC的VFB來計算的。但阻值取值對一般 USB直接輸出的產(chǎn)品來說，以IFB=左右來計算。若為帶線式產(chǎn)品，因考慮到線損帶來的負(fù)載調(diào)整率差，可保持VFB電壓不變，同時增大 R4和R10的阻值，減小IFB的電流，具體 IFB 的電流取值需根據(jù)輸出線材的壓降來調(diào)試，如設(shè)計為 5V/1A 的產(chǎn)品，假設(shè)輸出空載為， 調(diào)試的最佳狀態(tài)是負(fù)載時，輸出電壓達到最低值，如，再增加負(fù)載，電壓會因 IC 內(nèi)部補償功能喚醒使輸出電壓回升，當(dāng)負(fù)載達到時，輸出電壓回升到左右。之前有做過一款輸出 5V/1A 線長米的產(chǎn)品，設(shè)計時 IFB=，輸出空載在左右，負(fù)載時輸出為左右，負(fù)載1A

8、時輸出為左右。聽很多PSR IC的FAE說過，PIN1腳的C5也有此功能，但實際應(yīng)用效果不明顯。D3應(yīng)該大家都知道要用恢復(fù)時間較快的FR107。R3和C2需取相對較小的值，R3在 VCC供電回路鐘有一定的抗沖擊和干擾的作用，但相對PW戦路來講，其取值需相對較小，不大于10R, 般取。C2取值不大于10UF, 般取。因為電源開啟和負(fù)載切換時，VFB的電壓會因C2的容量增大和 R3勺限流作用導(dǎo)致拉低，從而使輸出產(chǎn)生電壓尖峰。若更嚴(yán)重得導(dǎo)致PSR延時檢測開啟而 VFB電壓仍未建立，輸出的電壓尖峰會更高。3. 輸出回路 , 即： C3,C7,D5,R11,LED1R11和LED1是輸出的假負(fù)載，為避免

9、IC在空載進入間歇模式導(dǎo)致輸出電壓不穩(wěn)定而設(shè)置的。D5的作用是防止回授失效而設(shè)置的過壓保護，一般取值為。C3,C7不僅是輸出濾波，而且需有足夠的容量來防止 PSRIC在延時檢測未開啟前輸出電壓不 受控而過沖。若容量不夠，會導(dǎo)致輸出電壓過沖而被D5甘位，被D5甘位到后會導(dǎo)致反饋線圈的電壓也上升，從而出現(xiàn)輸出電壓持續(xù)在左右，且有功率損耗，D5會嚴(yán)重發(fā)熱，但不會馬上損壞。曾經(jīng)有人把這個 D5去掉了，測試發(fā)現(xiàn)電容容量小導(dǎo)致的過沖現(xiàn)象有，但過沖后的電壓因為 沒有D5甘位而正常了，結(jié)果因此我接到了一個 200K的訂單。為什么呢因為客戶反映說用它對IPOD充電時，充了一會，IPOD沒充進電，而IPOD的輸入

10、接口發(fā)燙嚴(yán)重，甚至變形。分析原因為，產(chǎn)品上的D5取掉了，到IPOD內(nèi)部在輸入接口電源上有一個穩(wěn)壓管并聯(lián)作保護， 就出現(xiàn)了上面的電壓被鉗位的問題C3,C7的取值不僅與其ESR值有關(guān)，也與變壓器漏感和PSR IC延時檢測的時間有關(guān)。目前有 PSRIC 廠商因其客戶反映變壓器要求過于嚴(yán)格或負(fù)載調(diào)整率差等問題講IC 內(nèi)部延時檢測時間加長到9uS,甚至15uS.大家可以想象，通電15uS不檢測，輸出電壓會升到多高一般都會沖到10多V,甚至20V這個過沖的電壓的電流因為有 Vsense 的限制，不會很大，可以等效為一個尖峰來處理，最 直接有效的方法是加大輸出濾波電壓容量和減小ESR值來吸收它。使用一般的L

11、OW ESF電容，建議使用2顆470UF的并聯(lián)。上圖：先談?wù)凱CB LAYOUTS意點：大家都知道，EMC對地線走線畢竟有講究，針對PSR的初級地線，可以分為4個地線，如圖中所標(biāo)示的三角地符號。這4個地線需采用“一點接地”的布局。1. C8 的地線為電源輸入地。2. R5 的地為功率地。3. C2 的地為小信號地。4. 變壓器PIN3的地為屏蔽地。這4個地的交接點為C8的負(fù)端，即：輸入電壓經(jīng)整流橋后過 C1到C8地,R5和變壓器PIN3的地分別采用單獨連線直接引致C8負(fù)端相連，連線盡量短；R5地線因考慮到壓降和干擾應(yīng)盡量寬些。C5,R10,U1 PIN7和PIN8地線匯集致 C2負(fù)端再連接于

12、C8負(fù)端。若為雙面板，以上 4條地線盡量不要采用過孔連接，不得以可以采用多個過孔陣列以減小過 孔壓降。以上地線布局恰當(dāng)，產(chǎn)品的共模干擾會很小。因PSR線路負(fù)載時工作在 PFM狀態(tài)下的DCM模式，DI/DT的增大和頻率的提升，所以較難處 理的是傳導(dǎo)150K5MI差模干擾。就依圖從左到右針對有影響 EMC的元件進行逐個分析。1. 保險絲將保險絲換用保險電阻理論上來講對產(chǎn)品效率是有負(fù)面影響的，但實際表現(xiàn)并不明顯，所以保險絲可以采用10/1W的保險電阻來降低150K附近的差模干擾，對通過 5級能耗并無太 大影響，且成本也有所降低。2. C1,L2,C8PSR工作在DCM模式，相對而言其輸入峰值電流會大

13、很多，所以輸入濾波很重要。峰值電流的增大會導(dǎo)致低壓輸入時母線電壓較低，且C8的溫升也會增加；為了提高母線電壓和降低 C8的溫升，需提高 C啲容量和使用LOW ES啲C1和 C&因為提高C1的容量后，C1和 C8的工作電壓會上升，在輸出功率不變的情況下，輸入的峰值 電流就會降低。因L2的作用，實際表現(xiàn)為增加C1的容量比增加C8的容量抑制EMC會更有效。一般取C1為，C8為效果較好，若受空間限制，采用與也比采用2個的EMC抑制效果好。L2般從成本考慮采用色環(huán)電感，因色環(huán)電感的功率有限，電感量太大會嚴(yán)重影響效率，-般取 330u2mH,2mH是效率影響開始變得明顯，330u對差模干擾的作用不夠分量，

14、為了使效率影響最低且對差模干擾抑制較佳，建議采用 1mH。因為“一點接地”的布局匯集點在C8的負(fù)端，在C8負(fù)端輸入電流的方向是經(jīng)過 C俐BD1流回輸入端，根據(jù)傳導(dǎo)測試的原理，這樣產(chǎn)生消極影響，所以需在C1與C8的地線上作處理，有空間的可以再中間增加磁珠跳線，空間受限可以采用 PCB layout 曲線來實現(xiàn)，雖然效果 會弱些，但相比直線連接會改善不少。3. R6,D2,R2,C4RCD吸收對EMC的影響大家都應(yīng)該已經(jīng)了解，這里主要說下R6與 D2寸EMC的影響。R6的加入和D2采用恢復(fù)時間較慢的1N4007寸空間輻射有一定的負(fù)作用，但對傳導(dǎo)有益。所以在整改EMC時此處的修改對空間輻射與傳導(dǎo)的取

15、舍還得引起注意。4. R5R5既為電流檢測點也是限功率設(shè)置點。所以R5的取值會影響峰值電流也會影響 OPP保護點。建議在OPP滿足的情況下盡量取大些。一般不低于2R,建議取。電源網(wǎng)訊 近兩年由于PSR線路簡單，成本低，所以在充電器，LED驅(qū)動應(yīng)用方 面相當(dāng)流行，模擬方式（部分廠家是帶數(shù)字控制的，如IWATT本貼只針對較流行的DCM模式的模擬方式的）實現(xiàn)的PSR工作原理是大同小異的，只是有些參 數(shù)定義不一定！ 但有些廠家只是給出計算公式， 但對恒流方面， 沒有真正詳細(xì)的 講解！在此我會和廣大網(wǎng)友分享我對此的理解。先談?wù)凜V操作模式，現(xiàn)在大部分芯片都是直接取樣輔助線圈上電壓，由于漏 感的原因，在M

16、OS關(guān)斷后，也就是次級二極管導(dǎo)通瞬間，會產(chǎn)生一個尖峰，影響 電壓采樣，為了避開個這個尖峰，大部分廠家都是采用延時采樣，也就是在 MOS 管關(guān)斷一段時間后再來采樣線圈電壓。從而避開漏感尖峰。 PI 是在高壓開關(guān)關(guān) 斷us采樣。這種采樣方式其實在以前很多芯片上的過壓保護上也都有應(yīng)用， 比如OB2203和UCC286O0 NCP1377t都有這樣的應(yīng)用，所以可以得到較高精度 的過壓保護。還有些廠家是在下拉電阻取樣上并一個小容量的電容來實現(xiàn)。 同時建義大家吸收 電路使用恢復(fù)時間約只有2us的IN4007再串一個百歐左右的電阻作吸收。可以 減小漏感產(chǎn)生的振鈴，從而減小取樣誤差。得到較高采樣精度。次級圈數(shù)

17、固定， 輔助繞組固定， 取樣精度高。 比較器內(nèi)部精度也高， 自然可以得到較高的輸出電 壓精度。先寫個變壓器的基本公式。 Np*Ipk=Ns*Ipks (變壓器次級只有一個繞組 Ns),Np,Ipk,Ns,Ipks 分別是初級圈數(shù)，初級峰值電流，次級圈數(shù)，次級峰值電 流 .當(dāng)工作在dcM莫式時，輸出電流是次級電流(如圖的三角形)在一個工作周期 的平均值，所以 Io=(Td/T)*Ipsk/2, 其中 T 為工作周期。Np*Ipk=Ns*Ipks所以 Ipks=Np*Ipk /Ns,將 Ipks=Np*Ipk /Ns 代入 Io=(Td/T)*Ipsk/2 ，得到 Io=(Td/T)* ( Np*

18、Ipk /Ns ) /2 。可以看出Np,Ns為常數(shù)，只要固定Ipk,和Td/T就可以得到固定的電流輸出。市面上很多IC固定Ipk的方式是限制初級M0馭樣電阻上的峰值電壓，同時為 了避免寄生電容在導(dǎo)通時產(chǎn)生的電流尖峰，會加入一段消隱時間。Td/T是由IC內(nèi)部固定的。0B的是(他是給出TD同頻率的關(guān)系)，BYD勺1508 是直接給來的。仙童的沒有直接給出 1317 沒直接給出這個值，而是給出了一個 計算初級電流的公式。也是間接告訴了 Td/T 。CC時，在不同輸出電壓情況下，工作在 PFM模式以保證固定的Td/T而實現(xiàn)穩(wěn)定 的輸出電流。 這就是實現(xiàn)恒流的基本原理， 輸出電壓變化時能保證電流不變。

19、 只 要保證 IC Td/T 的精度，以及初級峰值電流的限流精度就可以得到較高的輸 出電流精度。這兩部分基本上取決于IC。取樣電阻保證1%是沒有問題的。Io=(Td/T)* (Np*Ipk /Ns ) /2。可以看出Np,Ns為常數(shù)，只要固定Ipk,和Td/T就可以得到固定的電流輸出。CC時，負(fù)載電壓變化會引起頻率的變化，電壓高時頻率高，低時頻率也降低。從而保證穩(wěn)定的輸出電流。后面會分析一下，關(guān)于PSF如何補償電感量變化，以 及合理的電感量選擇。電容端變化是有個過程的。在 CC模式時，當(dāng)負(fù)載變小的，輸出電壓下降，Td和 T會同時增大，但比例不變。因為Ipk*ton是不變的。因為Vin和L是不變

20、的。 根據(jù)伏秒變衡。Vin*Ton=N*Vo*Td,Vin和Ton是不變的，N為常數(shù)，所以輸出負(fù) 載的變化會引起輸出電壓的變化，輸出電壓的變化會引起Td的變化，而Td/T是被IC固定的。所以最終是頻率的變化再講講PSR寸電感量補償?shù)脑??？催^PI LN60X實驗視頻的朋友可以看到他們的 PSR寸電感量有補償。當(dāng)電感量低出設(shè)計正常值時，達到同樣的峰值電流需要的時間就短了， t=L* 1/V, 【在DCM模式時等于峰值電流，而峰值電流是固定的。V就是Vin, 為常數(shù)。所以L低會造成At下降，也就是Ton下降。根據(jù)伏秒平衡，Ton*lpk*Np=Td*lpks*Ns。Np,Ns為常數(shù)，Ton的下降同

21、樣也造成 Td下降。由于 Td比上周期T為固定值，Td下降造成T變小，所以頻率就升高了。但是由于有 最高頻率的限制。所以設(shè)計時要注意在最重負(fù)載時， 頻率不能工作在最高頻率， 這樣電感量的變化 將得不到補償。 應(yīng)適當(dāng)?shù)陀谧罡吖ぷ黝l率。 電感量高出正常值時， 結(jié)果當(dāng)然是相 反的。 lo=(Td/T)* (Np*lpk /Ns)/2 。只要 lpk,Td/T 不變，輸出電流也就不變。 所以電感量變化引起的是頻率的變化。從公式 P=1/2*l*l*L*f 也可以看出。 l 固 定，輸出功率不變， L 的變化引起的是頻率 f 的變化。但一定要注意最高工作頻 率限制。電源參數(shù)(7*1W LED驅(qū)動)：輸入

22、AC 90-264V 輸出：0.3A從IC資料上可以看出Td/T= CS腳限制電壓Vth_oc為FB基準(zhǔn)為2V,占空比D 取Vin取90V整流管VF取 最高開關(guān)頻率取50KHZ變壓器用EE16 AE=A2 VCC供電繞組電壓取22V(考慮到不同串?dāng)?shù)LED的兼容性VCC繞組電壓取得較高，但 通常根據(jù)經(jīng)驗，取芯片最大值減去 2v)1、計算次級峰值電流 Ipks ：Io=(Td/T)*Ipsk/2Ipks=Io*2/(Td/T)=*2/=1.2A2、計算反射電壓Vor：根據(jù)伏秒平衡Vin*Ton=Vor*TdVin*Ton/T=Vor*Td/TVin*D=Vor*Td/T90*=Vor*Vor=81

23、V3、計算匝比 NVor=(Vo+Vf)*NN=81/+=4、計算初級峰值電流(考慮到初級電流一部分在轉(zhuǎn)換時的損耗，如吸收中的一 部分損耗，磁芯損耗，輸出電容損耗，次級銅損)初級電流損耗取輸出電流的 7%lpk=lpks*(1+7%)/N=*(1+7%)/=5、計算初級電感量Vin/L= I/ t DCM模式時等于Ipkvin/L=Ipk/(D/f)L=vi n*D/f/lpk=90*50K/=6 計算初級圈數(shù)Np,Ns(B取NP=L*I/(AE*B)=*10A3=140TSNS=NP/N=140/3=取 47TS時反算 47*=142TSNA=NS*VA/(Vo+VF)=47*22/+=39

24、TS7、電壓取樣電阻當(dāng)供電繞組電壓取22V時，F(xiàn)B基準(zhǔn)為2V ,上下取樣電阻正好為10比1,取和68K8、電流檢測電阻RcsRcs=Vth_oc/lpk=用并 11 歐電阻9、二極管反壓=Vin_max/N+Vo=264*+=149V取耐壓 200V 的 SF1410、MOS寸壓及 漏感尖峰取Vlk75V=Vin_max+Vor+Vlk=373+81+75=529V考慮到功耗選用 2N60(【一款小功率PSR電源設(shè)計過程：返回前頁輸入 AC 90-264V 輸出：0.3A方案采用芯聯(lián)半導(dǎo)體的CL1100(見附件)CL1100_CN從IC資料上可以看出Td/T二CS腳限制電壓Vth_oc為FB基

25、準(zhǔn)為2V占空比D取Vin取90V整流管VF取 最高開關(guān)頻率取50KHZ變壓 器用EE16 AE=A2 VCC供電繞組電壓取22V(考慮到不同串?dāng)?shù)LED 的兼容性VCC繞組電壓取得較高，但通常根據(jù)經(jīng)驗，取芯片最大值 減去 2v)1，計算次級峰值電流 Ipks ：Io=(Td/T)*Ipsk/2Ipks=Io*2/(Td/T)=*2/=1.2A2, 計算反射電壓Vor:根據(jù)伏秒平衡Vin*Ton=Vor*TdVin*Ton/T=Vor*Td/TVin*D=Vor*Td/T90*=Vor*Vor=81V3, 計算匝比 N,Vor=(Vo+Vf)*NN=81/+=4, 計算初級峰值電流(考慮到初級電流

26、一部分在轉(zhuǎn)換時的損耗，如 吸收中的一部分損耗，磁芯損耗，輸出電容損耗，次級銅損)初級 電流損耗取輸出電流的 7%Ipk=Ipks*(1+7%)/N=*(1+7%)/=5, 計算初級電感量Vin/L二 1/ t DCM模式時 I 等于 Ipkvin/L=Ipk/(D/f)L=vin*D/f/Ipk=90*50K/=6,計算初級圈數(shù) Np,Ns(B 取NP二L*I/(AE*B)=*1O八3=140TSNS二NP/N=140/3二 取 47TS時反算 47*=142TSNA=NS*VA/(Vo+VF)=47*22/+=39TS7，電壓取樣電阻當(dāng)供電繞組電壓取22V時，F(xiàn)B基準(zhǔn)為2V，上下取樣電阻正好

27、為10比 1 ，取和 68K8,電流檢測電阻ResRes二Vth_oc/lpk= 用并 11 歐電阻9,二極管反壓二Vin_max/N+Vo=264*+=149V取耐壓 200V的 SF1410, MOS寸壓及漏感尖峰取Vlk75V=Vin_max+Vo葉Vlk=373+81+75=529V考慮到功耗選用 2N60.那要看你芯片的 FB腳了，一般 Vout=Vref* （ 1+Ra/Rb）Ns/Na,如果只是電壓采樣，正常來比 例對就可以，當(dāng)然現(xiàn)在很多IC，F(xiàn)B還有線損補償功能，那阻值就得固定了。怎么根據(jù)線損補償確定阻值呢我哪個補償系數(shù)是Ves=*1000000*Va / Ra。閾值是IV輔助

28、電壓是12V一般芯片都有說明的，不同的芯片線損補償方式不同，有的通過固有的comp腳加一電容進行補償，有的就通過內(nèi)置電流流經(jīng)電阻分壓器在FB腳產(chǎn)生線補，這時芯片有個最大線損補償電流Icomp,再根據(jù)你的用的線，確定線損壓降厶V （般充電器）， V/Vout=*lcomp*（Ra附上電流有效值計算器。方便計算線徑和MOS導(dǎo)通損耗大牛獨創(chuàng)：反激式開關(guān)電源設(shè)計方法及參數(shù)計算介紹開關(guān)電源的書籍很多，但是大都過于繁雜，學(xué)習(xí)和消化完一本書需要大量的時間精力，而即 便完成了這一艱巨的任務(wù)，設(shè)計者也不見得具備獨立設(shè)計一個完整電源系統(tǒng)的能力。這里筆者根據(jù)自己所學(xué)知 識和實際經(jīng)驗談下反激式開關(guān)電源的設(shè)計方法，并結(jié)

29、合實例變壓器設(shè)計的詳細(xì)計算過程。這是筆者去年做完第一個反激式電源后寫的，內(nèi)部有各個元器件選取的詳細(xì)計算公式。關(guān)于RCD甘位的,目前還沒有非常好的計算方法，采取的是實驗為主的方法，所以大家有好的方法，歡迎補充修改。開關(guān)電源的出現(xiàn)使得使用市電的設(shè)備告別了笨重的變壓器和需要使用龐大散熱器的線性穩(wěn)壓器，電子產(chǎn)品 做到了更小的體積、更輕的重量和更高的效率。但是，開關(guān)電源使得設(shè)計門檻大大提高，它要求設(shè)計者在電路 和磁學(xué)上必須有深刻的理解。介紹開關(guān)電源的書籍很多，但是大都過于繁雜，學(xué)習(xí)和消化完一本書需要大量的 時間精力，而即便完成了這一艱巨的任務(wù)，設(shè)計者也不見得具備獨立設(shè)計一個完整電源系統(tǒng)的能力。這里筆者根

30、據(jù)自己所學(xué)知識和實際經(jīng)驗談下反激式開關(guān)電源的設(shè)計方法，并結(jié)合實例變壓器設(shè)計的詳細(xì)計 算過程。由于筆者接觸開關(guān)電源時間不長，文中疏漏與不當(dāng)之處難免，還望讀者批評指正。1.基本反激變換器原理在討論具體的設(shè)計步驟之前，我們有必要介紹一下反激式開關(guān)電源的原理。對于反激式開關(guān)電源，在一個 工作周期中，電源輸入端先把能量存儲在儲能元件（通常是電感）中，然后儲能元件再將能量傳遞給負(fù)載。這好 比銀行的自動取款系統(tǒng)，銀行工作人員每天在某一時間段向自動取款機內(nèi)部充入一定數(shù)目的錢（相當(dāng)于電源輸入端向儲能元件存儲能量），一天中剩下的時間里，銀行用戶從取款機中將錢取走（相當(dāng)于負(fù)載從儲能元件中獲取能量）。在銀行工作人員向

31、取款機充錢的時候，用戶不能從取款機中取錢；客戶正在取錢的階段，銀行工作人員也 不會向存款機里面充錢。這就是反激式開關(guān)電源的特點，任何時刻，負(fù)載不能直接從輸入電源處獲取能量，能 量總是以儲能元件為媒介在輸入電源和負(fù)載間進行傳遞的。下面來看圖一，這是反激式變換器的最基本形式，也就是我們常說的buck-boost（或者flyback）拓?fù)?。?dāng)開關(guān)閉合時，輸入電源加在電感L上,流過電感的電流線性上升，上升斜率就是輸入電壓與電感量的比值（在這里以及以下討論中，我們忽略了開關(guān)管的壓降，但是不忽略二極管的壓降，這將更符合后面關(guān)于離線式反激變換器的實際情況），如下式：在之一過程中，電能轉(zhuǎn)換成磁場能量儲存在電感

32、內(nèi)，電感量一定時，時間越長流過電感的電流越大，電感 中儲存的能量也就越大，電感內(nèi)部儲能大小如下式：開關(guān)閉合期間，二極管D是反偏的，輸入到輸出端沒有通路，電源輸入端和電感都不向負(fù)載提供能量。 當(dāng)開關(guān)斷開時，電感需要通過維持電流的恒定來阻止磁通量的突變，但此時電源輸入端和電感之間沒有通 路，所以電感兩端的電壓必須反向（原來的上正下負(fù)變?yōu)樯县?fù)下正），使得二極管D正偏導(dǎo)通，儲存在電感 內(nèi)部的能量一方面?zhèn)鬟f給負(fù)載，另一方面裝換成電場能儲存在輸出電容Co當(dāng)中。電感中的電流線性下降，下降斜率為電感上電壓與電感量的比值，而此時電感上的電壓等于輸出電壓加上二極管的正向壓降，如下 式：以上討論了一個開關(guān)周期的情況

33、，為了電路能夠持續(xù)穩(wěn)定工作，必需滿足一定的條件，我們?nèi)匀灰糟y行自 動取款系統(tǒng)做比喻。試想，如果一天過去后，取款機里面的錢還有剩余，那么第二天銀行工作人員就必需 減少充入的錢的數(shù)目，否則，取款機就肯定放不下這么多錢。電路中也是一樣，如果開關(guān)關(guān)斷的時候，電 感內(nèi)部的能量沒有完全轉(zhuǎn)移出去（被負(fù)載消耗或者存入輸出電容中），那么接下來開關(guān)閉合的時間Ton就必 需減小，否則周而復(fù)始的話，電感中的電流會不斷積累，最終使得電感飽和，換一句話說，為了系統(tǒng)穩(wěn)定 工作，必須滿足的條件就是開關(guān)閉合期間電感的電流增加量必須等于開關(guān)斷開器件電流的減小量，即下式:以一個完整的周期分析，對上面的式子化簡得到:從上面的式子可以

34、看出，系統(tǒng)維持穩(wěn)定工作的條件就是開關(guān)閉合時電感上的電壓與開關(guān)閉合時間的乘積等 于開關(guān)關(guān)斷時電感上的電壓與開關(guān)關(guān)斷時間的乘積相等，這也就是伏秒數(shù)數(shù)守恒，這兩個乘積其中的一個 叫做電感的伏秒數(shù)。從上面的一系列式子可以看出，伏秒數(shù)描述了電感中電流的變化量，實際上對應(yīng)著電感中儲存的能夠被利用的能量F面給出基本反激變換器的電感電流波形。如圖二所示，以一個周期為例，從A點到C點間，開關(guān)閉合,電感電流線性 上升，在此期間電感電流即開關(guān)管電流；從C點到B點，開關(guān)斷開，電感電流線性下降，在此期間電感電流 即二極管電流。圖中可以看出，流過電感的平均電流等于電感的峰值電流和谷值電流的中間值。而流過開 關(guān)管和二極管的

35、平均電流可以由下式確定：這里引出了占空比D的概念，即開關(guān)開啟時間與開關(guān)周期的比值。從伏秒數(shù)守恒的關(guān)系式我們可以得到基 本反激變換器中占空比的計算式如下：從圖一中，我們看到電源輸入端只與開關(guān)管相連，所以輸入電流即開關(guān)管電流，也就是開關(guān)閉合時的電感電流；輸出端只與二極管和電容相連，又因為電容器不可能流過直流，所以平均輸出電流等于平均二級管電 流，即有下式成立：最后我們給出一個很重要的定義，那就是紋波系數(shù)，在不同的書籍和文獻中，紋波系數(shù)的定義有一定的區(qū) 別，為了方便我們接下來的討論和計算，在這里將紋波系數(shù)KRF定為電感電流變化量的一半比上電感平均電流，即：圖二電路中，整個開關(guān)周期內(nèi)，流過電感的電流始

36、終不為零。當(dāng)輸出電流減小時，相應(yīng)的電感平均電流也 減小，如果開關(guān)周期、電感量以及輸入輸出電壓不變的話，電感中電流的變化量保持不變，那么，就可能 出現(xiàn)電感中變化的電流大小等于或者大于平均電流兩倍的情況。這個時候，每一個周期內(nèi)，開關(guān)閉合時， 電感電流從零開始上升，開關(guān)斷開后，電感電流會下降到零。也就是說，此時的KRF等于或者大于1這就是我們說的臨界工作模式和斷續(xù)工作模式。相對應(yīng)的電感電流始終不為零的情況就是連續(xù)工作模式。在反激式變換器中，電感量取值越大，電流的變化量 （紋波電流）就越小，在相同輸出電流情況下，越不容 易進入斷續(xù)模式；反之，電感量取值越小，紋波電流越大，在相同的輸出電流情況下， 越容

37、易進入斷續(xù)工作 模式。通常在設(shè)計過程中，我們可以設(shè)定在某一輸出電流（即輸出功率）時變換器進入臨界模式，電流大于設(shè)定值時就進入連續(xù)工作模式，小于這一值時進入斷續(xù)工作模式 （即KRF在 0到1之間）。也可以將變換器設(shè)計為 一直工作在臨界模式或者斷續(xù)模式（即KRF大于等于1），特別是在單級PFC反激式變換器以及準(zhǔn)諧振反激 式變換器中，這種方式應(yīng)用較多。本文以下的討論均以連續(xù)模式為例。上面討論了基本反激變換器滿足的基本關(guān)系式，接下來一節(jié)我們開始討論隔離輸出的反激變換器原理。（待續(xù)）大牛獨創(chuàng)（二）：反激式開關(guān)電源設(shè)計方法及參數(shù)計算上一節(jié)我們學(xué)習(xí)的是反激變換器滿足的基本關(guān)系式，接下來繼續(xù)學(xué)習(xí)隔離輸出的反激

38、式變換器和離線式反 激變換器的設(shè)計及計算。本文是網(wǎng)友根據(jù)自己所學(xué)知識和實際經(jīng)驗所得，如有不當(dāng)，歡迎指正！希望對學(xué) 習(xí)開關(guān)電源設(shè)計的朋友們有所幫助。2隔離輸出的反激式變換器電壓和電流關(guān)系如果將圖一中的電感換成耦合電感，使輸入和輸出加在不同的繞組上，得到圖四a所示的電路。為了方便討論，我們假設(shè)L1和L2的線圈匝比為n,耦合系數(shù)為1。當(dāng)開關(guān)閉合時，電源輸入端向電感 L1中存儲能 量，根據(jù)同名端的關(guān)系，L2中感應(yīng)出上正下負(fù)的電壓，二極管 D反偏。在開關(guān)關(guān)斷前的一瞬間，L1中的電 流上升到最大值，在開關(guān)關(guān)斷瞬間，L1與輸入端沒有通路，為了阻止磁通量的突變，L2上的電壓反向，使 得輸出二極管正偏導(dǎo)通，存儲

39、在磁芯中的磁場能轉(zhuǎn)移到輸出電容和負(fù)載中。圖四：隔離輸出的反激變換器原理圖圖四a給出的電路就是離線式反激變換器的雛形了，在實際應(yīng)用中，我們往往把開關(guān)管放在電源輸入的負(fù) 端，并且輸出為上正下負(fù)看起來也比較習(xí)慣，于是得到了圖四b所示的反激式變換器基本結(jié)構(gòu)。首先我們討論圖四b所示電路中L1和L2中的電流，圖五給出了相應(yīng)的波形圖。開關(guān)關(guān)斷瞬間，磁通量不 能突變，所以L2中的電流等于關(guān)斷前一瞬間L1電流值的n倍（n為L1和L2線圈匝比）。開關(guān)閉合瞬間， 為了阻止磁通量突變，L1中電流等于閉合前一瞬間L2中電流的1/n.。又因為在開關(guān)閉合期間和開關(guān)斷開 期間L1和L2中電流都是線性變化的，所以我們可以得出如

40、下的關(guān)系式：從上面的關(guān)系式進一步得到:閱讀上一節(jié):上面式子中的n=N1/N2,其中N1為L1的線圈匝數(shù)，N2為L2的線圈匝數(shù)。 圖五：隔離輸出的反激式變 換器初次級電感電流波形接下來討論L1和L2的電壓關(guān)系，圖六給出了相應(yīng)的波形圖。開關(guān)閉合期間，根據(jù)同名端和匝比的關(guān)系，L2上感應(yīng)出上負(fù)下正的電壓，大小為 Vin/n ;開關(guān)關(guān)斷期間，L2上的電壓等于輸出電壓加上二極管電壓正 向壓降，極性為上正下負(fù)，設(shè)這個電壓為 VL2,則根據(jù)同名端和匝比關(guān)系，L1上的感應(yīng)電壓為nVL2,極性 變?yōu)樯县?fù)下正。我們把這個電壓叫做次級反射電壓Vor。圖六：隔離輸出的反激變換器輸入輸出電壓波形前面提到，為了維持變換器的

41、穩(wěn)定工作，開關(guān)閉合期間電感上電壓與閉合時間的乘積應(yīng)等于開關(guān)斷開期間 電感上電壓與斷開時間的乘積。對于耦合電感，我們計算時將開關(guān)閉合和斷開期間的電壓全部這算到初級 來計算的話，就有如下關(guān)系：不難看出，對于當(dāng)輸入電壓最低時，占空比最大。在反激式開關(guān)電源中，最大占空比是一個很重要的參數(shù)， 對于連續(xù)模式的反激式變換器，一般情況下，最大占空比限定在以內(nèi)，超過的話，容易出現(xiàn)次諧波振蕩。不可忽略的是，實際工程中L1不可能和L2形成理想的全耦合，L1中有少量的磁通不能完全耦合到 L2 中, 等效為L1上串聯(lián)一個電感量較小的電感，也就是常說的漏感Lleak。在開關(guān)斷開瞬間，這部分不能耦合到L2中的磁通也不能突變

42、，于是 Lleak試圖通過將電壓反向來續(xù)流，此時開關(guān)閉合，沒有續(xù)流通道，于是Lleak上感應(yīng)出一個很高的尖峰電壓 Vpk，這個電壓和上面的反射電壓方向相同。在開關(guān)斷開的瞬間，電源 輸入電壓、次級反射電壓和漏感尖峰電壓一起加在開關(guān)管上，由于漏感尖峰電壓通常很高，能夠瞬間造成 開關(guān)管的損壞，實際電路中一般要進行鉗位處理。3. 離線式反激變換器的電路原理圖七給出了一個輸出5V/2A的電源適配器用到的離線式反激變換器完整的原理圖，主芯片型號為RM6203西安亞成微電子），芯片內(nèi)部集成了完整的控制電路和一個 800V的高壓功率BJT。下面我們以這個電路為例 分析外圍電路的基本作用，對于使用其他控制芯片的

43、電路，原理上大同小異。圖七：輸出5V/2A的離線式反激變換器輸入的交流市電經(jīng)過保險絲F1后進入由C3和T2構(gòu)成的共模濾波器，濾除電網(wǎng)中的共模干擾信號，然后經(jīng) 過D2全橋整流和電容C6濾波后得到較為平坦的直流電。直流電通過R2和R5加在內(nèi)部開關(guān)功率管的基極， 向基極注入電流，開關(guān)管的集電極（也就是芯片的0C引腳）有電流流過，初級繞組開始有電流流過。同時直 流電通過R2和R5向電容C8開始充電，當(dāng)C8上的電壓達到IC工作的啟動電壓時，IC開始工作。IC進入正常工作后，在開關(guān)關(guān)斷期間，輔助供電繞組 Na上感應(yīng)出的電壓使D5導(dǎo)通，輔助繞組為IC供電， 并將部分能量儲存在電容 C8中，待下一周期開關(guān)導(dǎo)通

44、期間，電容為IC供電。圖七電路中，R4 C5和D3并聯(lián)在變壓器的初級繞組上，這就是常見的一種吸收漏感尖峰的電路結(jié)構(gòu)，RCD吸收電路。當(dāng)開關(guān)管關(guān)斷瞬間，初級線圈的漏感以及PCB線路的寄生電感感應(yīng)出很高的尖峰電壓時，D3會正偏導(dǎo)通，由于電容C5上的電壓不能突變，于是尖峰電壓被箝位在一定的范圍內(nèi)，保護開關(guān)管不被損壞。 開關(guān)斷開期間C5上增加的能量會在開關(guān)閉合期間消耗在 R4上，防止C5上的電壓不斷升高。圖七中的電容C10用于設(shè)置IC內(nèi)部的振蕩器工作頻率，C1并聯(lián)在初次級之間用于減小差模干擾。R10和R 11接在開關(guān)管發(fā)射極和初級地之間，當(dāng)次級電流增大時，由第二節(jié)推出的關(guān)系可知，初級開關(guān)的峰值電流 也

45、會成比例增加，導(dǎo)致 R10和R11上的電壓升高，IC通過檢測這個電壓判斷次級是否出現(xiàn)過流或者短路， 如果是，IC將執(zhí)行相應(yīng)的保護動作。接下來我們看次級電路。次級繞組 Ns輸出后的基本結(jié)構(gòu)和第二節(jié)討論的完全一致，增加的輸出 LC濾波器 L1和C7用于減小紋波，并聯(lián)在輸出二極管上的 RC電路用于吸收輸出二極管上的尖峰。圖八：輸出二極管的波形在高速開關(guān)下，二極管導(dǎo)通瞬時，電流變化率很大，在導(dǎo)通瞬間，二極管呈現(xiàn)較大的正向壓降（如圖八b），又由于二極管結(jié)電容、次級漏感和 PCB線路寄生電感的存在，二極管上可能會會出現(xiàn)振蕩（如圖八c）。正向電壓過沖或者電壓的振蕩都會導(dǎo)致二極管的損耗增加，在輸出電流較大時，

46、這一損耗遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過二極管的 導(dǎo)通損耗，造成二極管過熱。為了一定程度抑制振蕩或者減小過沖，通常在二極管上并聯(lián)RC吸收網(wǎng)絡(luò)（圖六所示的R1和C2），弓I入這一這一電路后，二極管的損耗被部分轉(zhuǎn)移到電阻上。最后簡單討論反饋環(huán)路。通常的離線式反激變換器使用 TL431加光耦的形式作為次級反饋電路。TL431的 內(nèi)部等效電路如圖九所示。它實際上包含了一個電壓基準(zhǔn)源和一個誤差放大器。圖九：TL431內(nèi)部等效電路分析圖七所示電路，當(dāng)某種因素（如電網(wǎng)電壓波動、負(fù)載電流的增加等）導(dǎo)致輸出電壓降低時，由R9和R12 得到的TL431的REF端電位降低，圖九所示的等效電路中BJT的基極電流相應(yīng)減小，從而集電極電流減小，

47、 流過TL431陰極的電流也減小，光耦的輸入電流（即發(fā)光二極管電流）隨之減小，最終導(dǎo)致連接初級部分的 光耦輸出端（光敏三極管集電極）電流減小，集電極電位升高。至此，次級電壓減小的信號反饋到了初級， 初級通過監(jiān)測光耦輸出端的集電極電位的升降來判斷輸出電壓是降低還是升高。如果降低，初級將通過增 大開關(guān)管的導(dǎo)通時間（對于PWM模式）或者開關(guān)頻率（對于PFM模式）來是輸出電壓穩(wěn)定；反之亦然。大牛獨創(chuàng)（三）：反激式開關(guān)電源設(shè)計方法及參數(shù)計算反激式變換器會用到較多的電感元器件，因此在討論設(shè)計之前先簡單地介紹一下磁性元器件的基本知識， 接著將討論離線式反激變換器的電路元件參數(shù)選取和變壓器設(shè)計，由于內(nèi)容較多，

48、變壓器的設(shè)計下期將為 大家詳細(xì)講解。在學(xué)習(xí)了前兩章作者獨創(chuàng)的反激式開關(guān)電源設(shè)計方法及參數(shù)計算以后，不知道對大家有沒有幫助呢下面我 們就繼續(xù)跟著作者學(xué)習(xí)吧！4. 磁芯電感器的基本知識反激式變換器會用到較多的電感元器件，因此在討論設(shè)計之前我們簡單地介紹一下磁性元器件的基本知識。 選擇電感器時，我們經(jīng)常提到電感的飽和電流，首先我們看一下什么是電感飽和電流。圖十：環(huán)形線圈示意圖如圖十所示的環(huán)形線圈，假設(shè)線圈匝數(shù)為 N匝，流入電流I，那么根據(jù)安培環(huán)路定律，以圖中r為半徑對 磁場強度進行積分可得：不難看出，磁場強度正比于電感電流，反比于磁路長度。又因為磁場強度與磁感應(yīng)強度B（也可以叫做磁通密度）存在如下關(guān)

49、系：往期回顧：其中卩0和卩r分別為空氣磁導(dǎo)率和介質(zhì)磁導(dǎo)率。 所以當(dāng)電流增大時，電感內(nèi)部的磁場強度增大，如果想對 磁導(dǎo)率保持不變的話，磁感應(yīng)強度也會隨之增大。對于開關(guān)電源中的電感器件，一般都是帶有磁芯材料的， 對于一般的磁芯材料，對磁感應(yīng)強度（磁通密度）的大小有一定的限制，當(dāng)材料中的磁感應(yīng)強度隨磁場強度 增大到一定值后，磁感應(yīng)強度不再隨磁場強度增加而增加，可以看做相對磁導(dǎo)率卩r不為常量，我們把此時的情況叫做磁芯飽和。為了防止磁芯進入飽和，我們必須將磁芯中才磁感應(yīng)強度限定在一定的范圍內(nèi)，另外，考慮到磁芯的損耗 也與磁感應(yīng)強度的大小成正相關(guān)關(guān)系，所以又進一步減小了磁感應(yīng)強度的選取范圍。對于通常的鐵氧

50、體磁 芯，我們一般選擇工作的磁感應(yīng)強度為 1600G（即。根據(jù)磁通量、磁鏈的定義以及相關(guān)關(guān)系，我們有如下公式:其中表示截面積為A的磁芯中的磁通量，書表示磁鏈，N表示線圈匝數(shù)。從上面的關(guān)系式可以得出:不難看出，當(dāng)要求的電感量一定時，減小磁芯中磁感應(yīng)強度的方法有兩種：增加線圈匝數(shù)或增大磁芯截面 積（即選用更大尺寸的磁芯）。在實際的工程應(yīng)用中，增加線圈的匝數(shù)一方面可能導(dǎo)致磁芯無法容納所有繞 組，另一方面會導(dǎo)致電感的內(nèi)阻增加， 線圈損耗增加，從而不得不增加線徑，使得磁芯容納繞組更加困難。 所以在選擇磁芯時，需要同時考慮磁芯截面積 Ae和磁芯的窗口面積Aw常見的經(jīng)驗公式中，一般選取 Ae 和Aw的乘積A

51、p作為選擇磁芯的標(biāo)準(zhǔn)。5. 離線式反激式變換器的系統(tǒng)設(shè)計本節(jié)將討論離線式反激變換器的電路元件參數(shù)選取和變壓器設(shè)計，重點介紹變壓器的設(shè)計。保險絲和負(fù)溫度系數(shù)熱敏電阻反激式變換器的輸入端通常串聯(lián)保險絲盒一個標(biāo)稱阻值幾歐到幾十歐的負(fù)溫度系數(shù)熱敏電阻（NTC）,保險絲的作用顯而易見，在電路出現(xiàn)短路或者過流時，為整個電路提供最后一道保護屏障。負(fù)溫度系數(shù)熱敏電阻 則在電路啟動時起到了減小浪涌電流的作用。當(dāng)輸入端接通電源時，對于沒有PFC功能的電路，輸入濾波大電容將造成輸入端出現(xiàn)大的浪涌電流，接入NTC后，由于啟動瞬間NTC溫度較低，阻值較大，有效抑制了浪涌電流。隨著電源的工作，NTC流過電流發(fā)熱，阻值減小

52、，NTC造成的線電壓損耗也隨之降低。由于保險絲和熱敏電阻都屬于阻性元件所以選取時根據(jù)有效值電流計算。例如圖七所示的電路中，輸出5V/2A，預(yù)估效率75%我們首先計算出電源輸入端的最大有效值電流：那么，我們選擇保險絲的時候，要求額定電流大于這個值，考慮到浪涌電流對保險絲壽命的影響，我們通 常選擇額定電流比這個值大數(shù)倍的保險絲。另外需要注意的是保險絲的額定電壓，如果選擇的保險絲額定 電壓低于電源最高輸入電壓，可能造成保險絲的兩極之間出現(xiàn)拉弧現(xiàn)象。例如圖六中選擇了1A/250V的保險絲。對于熱敏電阻，我們首先需要了解穩(wěn)定情況下的阻值，然后根據(jù)阻值和最大有效值電流得出電阻上的功耗， 最后選取額定功率大

53、于計算值的電阻。對于小功率的開關(guān)電源，通常省去了熱敏電阻。共模電感和安規(guī)X電容的選取共模電感和安規(guī)X電容一起組成了共模濾波器。在開關(guān)電源中，這兩者的參數(shù)相對變化較小。對于共模濾波器電感，電感量在幾 mH到幾十mH 般情況下，功率越大時，共模電感的電感量越小。安規(guī)X電容恰恰相反，功率越大時，該電容的容量通常越大。安規(guī)丫電容的容量一般在100nF到幾百nF。共模電感和安規(guī)X電容的具體參數(shù)很難通過公式計算，通常應(yīng)用中，依據(jù)經(jīng)驗值大概確定電感量和電容量 的大小，然后在測試者對參數(shù)調(diào)整。共模電感選取的另一個要點是保證輸入電流不會導(dǎo)致磁芯的飽和。對 于成品化的共模電感，可以提供輸入功率等參數(shù)進行選購。輸入

54、整流二極管的選擇市電輸入一般為50Hz或60Hz的工頻信號，輸入整流二極管一般為高壓 PiN二極管，因此二極管的功耗主 要是導(dǎo)通損耗。導(dǎo)通損耗等于二極管的正向壓降與正向平均電流的乘積，對于交流正弦輸入和全橋整流的 應(yīng)用，平均二極管電流等于有效值電流乘以正弦因子，計算公式如下：所以理論上計算得到所需的二極管最大整流電流只需大于75m A但是考慮到額定電流更大的二極管發(fā)熱更低，并且在大的輸入濾波電容作用下，流過整流二極管的電流波形為尖脈沖，為了增加二極管的壽命和可 靠性，通常選擇額定電流遠(yuǎn)大于計算所得到的最大平均電流。整流二極管的另一個重要參數(shù)是最大反向工 作電壓，橋式整流中，二極管承受的最大反向

55、電壓即市電輸入最高電壓。在實際應(yīng)用中，為了安全起見， 一般選擇最大方向工作電壓為市電最高輸入電壓 2倍的二極管。圖七所示的電路中選取了 1A/600V的整流 橋。輸入濾波電容的選取 輸入濾波電容使整流后的半正弦信號變?yōu)橄鄬ζ教沟闹绷麟姡娙萘康拇笮Q定了直流的平坦度。假設(shè)充放電階段電容上的電壓都是線性變化的，我們可以得到圖九所示的波形。一個周期內(nèi)，在AB段，市電通過整流二極管向電容充電，電容上的電壓上升，在 BC段，電容向后級負(fù)載放電，電容上的電壓下降。電容上 的電壓周期性地波動，周期為工頻周期的一半。圖九：電容上的直流電壓波形輸入濾波電容上的電壓即變換器的輸入電壓，為了較為準(zhǔn)確地得到變換器輸

56、入直流電壓的范圍，我們需要 計算電容上電壓的波動值。我們假設(shè)一個周期內(nèi)電容的充電時間為Tch,并且規(guī)定充電時間占周期時長的百分比Dch，根據(jù)經(jīng)驗，Dch一般取到，我們得到如下的計算過程：其中，I表示電容后接負(fù)載的平均電流，在電容上電壓波動不大的情況下，我們通過下式估算：其中Pin為反激變換器的輸入功率，等于輸出功率與系統(tǒng)效率的比值。最后我們得到電容上電壓波動范圍 計算式如下：其中fin表示工頻頻率，50或60Hz,n為系統(tǒng)的效率。從上面的計算可以看出， 變換器輸入直流電壓的波 動正比于輸入功率，反比于輸入電容容量。對于離線式反激式變換器，一般按照每W輸出功率23卩F選取輸入濾波電容。在確定輸入濾波電容容量后，就可以得到變換器的輸入直流電壓范圍。例如，對于圖七 所示電路，輸入85V 265V交流市電，預(yù)估效率為，取 Dch=得到如下計算結(jié)果：變壓器是開關(guān)電源設(shè)計中的難點和重點，因此講述的內(nèi)容較多，下期將為大家詳細(xì)講解。大牛獨創(chuàng)（四）：反激式開關(guān)電源設(shè)計方法及參數(shù)計算在經(jīng)過了前三章的學(xué)習(xí)之后，接下來就要學(xué)習(xí)開關(guān)電源設(shè)計中的重點也是難點的變壓器的設(shè)計。變壓器參 數(shù)是否合適對整個電源的效率、紋波、輻射等方面有重要影響，作者通過自己的實際經(jīng)驗所得的變壓器的 設(shè)計方法又有什么獨特之處呢一起來學(xué)習(xí)吧！變壓器的設(shè)計變壓器是開關(guān)電源設(shè)計中的難點和重點，變壓器參數(shù)是否合適對整個電源