基于MC51單片機的直流電機PWM調(diào)速系統(tǒng)

1、基于MC51單片機的直流電機PWM調(diào)速系統(tǒng)摘 要本文介紹一種基于MC51單片機控制的PWM直流電機脈寬調(diào)速系統(tǒng)，并且系統(tǒng)采用轉(zhuǎn)速與電流雙閉環(huán)檢測，將直流電機的轉(zhuǎn)速與電流信息及時反饋給單片機，借助于軟件編程使單片機及時調(diào)整輸出PWM的占空比來對直流電機進行工作范圍內(nèi)調(diào)速。系統(tǒng)以廉價的MC51單片機為控制核心，以直流電機為控制對象。從系統(tǒng)的角度出發(fā)，對電路進行總體方案論證設計，確定電路各個的功能模塊之間的功能銜接和接口設置，詳細分析了各個模塊的方案論證和參數(shù)設置。整個系統(tǒng)利用51單片機的定時器產(chǎn)生10K左右的PWM脈沖，通過帶有功率驅(qū)動作用的TLP250光耦實現(xiàn)控制單元與驅(qū)動單元的強弱電隔離，采用

2、2片IGBT和MOSFET等一類電壓型功率開關(guān)管專用驅(qū)動芯片IR2110，驅(qū)動IGBTFGA25N120構(gòu)成的H橋電路實現(xiàn)對直流電機的調(diào)速，利用AH49E線性霍爾元件與ADC0809制作成電流與轉(zhuǎn)速傳感器分別測量電機的電樞電流與轉(zhuǎn)速，再配合利用TL431、線性光耦PC817和ADC0809實現(xiàn)系統(tǒng)的PID雙閉環(huán)控制，提高整個系統(tǒng)的智能化、自動化水平，為工業(yè)生產(chǎn)應用提供可能。關(guān)鍵字 MC51，PWM，光耦隔離， PID ，IR2110，IGBT AbstractThis article describes the MC51 Microcontroller based DC motor PWM p

3、ulse width speed control system, and the system uses the speed and current dual-loop detection, the DC motor speed and current information and timely feedback to the microcontroller, by means of software programming the microcontroller to adjust the output PWM duty cycle to work on the range of DC m

4、otor speed control. Cheap MC51 SCM system as the control center for the control of a DC motor object. From the system point of view, the circuit design of the overall demonstration program to determine the function of each circuit module and the interface between the functional interface settings, d

5、etailed analysis of the demonstration program of each module and parameter settings. Microcontroller using the system timer 51 of about 10K PWM pulse generated by the role with a power drive control unit and TLP250 optocoupler drive unit to achieve the strength of electrical isolation, the use of tw

6、o IGBT and MOSFET, and other similar voltage power switch dedicated driver chips IR2110, driving IGBT-FGA25N120 H bridge circuit composed of DC motor speed control, the use of linear Hall element and ADC0809 AH49E made into current and speed sensors were used to measure the motor armature current an

7、d speed, coupled with the use of TL431, linear optocoupler PC817 and the ADC0809 to achieve double-loop PID control system to improve the whole system of intelligent, automated level of applications for industrial production possible.Keywords MC51, PWM, opto isolation, PID, IR2110, IGBT目 錄摘 要11.前言61

8、.1數(shù)字直流調(diào)速的意義61.2研究現(xiàn)狀綜述71.2.1電氣傳動的發(fā)展現(xiàn)狀71.2.2微處理器控制直流電機發(fā)展現(xiàn)狀71.3直流電動機調(diào)速概述81.3.1直流電機調(diào)速原理81.3.2直流調(diào)速系統(tǒng)實現(xiàn)方式102.系統(tǒng)總體方案論證122.1系統(tǒng)方案比較與選擇122.2系統(tǒng)方案描述133.硬件電路的模塊設計153.2邏輯延時電路方案論證設計203.3驅(qū)動電路方案論證設計213.3.1驅(qū)動電路方案、參數(shù)描述213.3.2 IR2110驅(qū)動電路中IGBT抗干擾設計233.3.3 IR2110功率驅(qū)動介紹253.3.3.1 IR2100內(nèi)部結(jié)構(gòu)原理圖及管腳說明253.3.3.2 IR2110的自舉電路263.

9、3.3.3 IGBT H橋驅(qū)動電路原理273.4隔離電路方案論證設計323.4.1 TLP250光耦隔離323.5穩(wěn)壓可調(diào)電源設計333.6速度反饋環(huán)設計353.6.1脈沖信號的獲得353.6.2測速電路硬件電路設計364.2主要程序設計分析474.2.1定時器0中斷服務函數(shù)474.2.2占空比調(diào)節(jié)函數(shù)474.2.3 PID控制算法程序如下：487.參考文獻51 1.前言1.1數(shù)字直流調(diào)速的意義現(xiàn)在電氣傳動的主要方向之一是電機調(diào)速系統(tǒng)采用微處理器實現(xiàn)數(shù)字化控制。從上世紀80年代中后期起，世界各大電氣公司如ABB、通用、西屋、西門子等都在競相開發(fā)數(shù)字式調(diào)速傳動裝置，經(jīng)過二十幾年的發(fā)展，當前直流調(diào)

10、速已發(fā)展到一個很高的技術(shù)水平：功率元件采用可控硅；控制板采用表面安裝技術(shù)；控制方式采用電源換相、相位控制1。特別是采用了微處理器及其他先進電力電子技術(shù)，使數(shù)字式直流調(diào)速裝置在精度的準確性、控制性能的優(yōu)良性和抗干擾的性能有很大的提高和發(fā)展，在國內(nèi)外得到廣泛的應用。數(shù)字化直流調(diào)速裝置作為目前最新控制水平的傳動方式顯示了強大優(yōu)勢。全數(shù)字化直流調(diào)速系統(tǒng)不斷升級換代，為工程應用和工業(yè)生產(chǎn)提供了優(yōu)越的條件。采用微處理器控制，使整個調(diào)速系統(tǒng)的數(shù)字化程度，智能化程度有很大改觀；采用微處理器控制，使調(diào)速系統(tǒng)在結(jié)構(gòu)上簡單化，可靠性提高，操作維護變得簡捷，電機穩(wěn)態(tài)運行時轉(zhuǎn)速精度等方面達到較高水平。由于微處理器具有較

11、佳的性價比，所以微處理器在工業(yè)過程及設備控制中得到日益廣泛的應用。近年來，盡管交流調(diào)速系統(tǒng)發(fā)展很快，但是直流電機憑借其良好的啟動、制動性能，在金屬切削機床、軋鋼機、海洋鉆機、挖掘機、造紙機、礦井卷揚機、電鍍、高層電梯等需要廣泛范圍內(nèi)平滑調(diào)速的高性能可控電力拖動領(lǐng)域中仍得到了廣泛的應用。現(xiàn)階段，我國還沒有自主的全數(shù)字化直流調(diào)速控制裝置生產(chǎn)商，而國外先進的控制器價格昂貴，且技術(shù)轉(zhuǎn)讓受限，為此研究及更好的使用國外先進的控制器，吸收國外先進的數(shù)字化直流電機調(diào)速裝置的優(yōu)點，具有重要的實際意義和重大的經(jīng)濟價值。1.2研究現(xiàn)狀綜述1.2.1電氣傳動的發(fā)展現(xiàn)狀20世紀70年代以來，直流電機傳動經(jīng)歷了重大的技術(shù)

12、、裝備變革。整流器的更新?lián)Q代，以晶閘管整流裝置取代了習用已久的直流發(fā)電機電動機組及水銀整流裝置使直流電氣傳動完成了一次大的躍進1。同時，高集成化、小型化、高可靠性及低成本成為控制的電路的發(fā)展方向。使直流調(diào)速系統(tǒng)的性能指標大幅提高，應用范圍不斷擴大。直流調(diào)速技術(shù)不斷發(fā)展，走向成熟化、完善化、系列化、標準化，在可逆脈寬調(diào)速、高精度的電氣傳動領(lǐng)域中仍然難以替代1。 早期直流傳動的控制系統(tǒng)采用模擬分離器件構(gòu)成，由于模擬器件有其固有的缺點，如存在溫漂、零漂電壓，構(gòu)成系統(tǒng)的器件較多，使得模擬直流傳動系統(tǒng)的控制精度及可靠性較低2。隨著計算機控制技術(shù)的發(fā)展，微處理器已經(jīng)廣泛使用于直流傳動系統(tǒng)，實現(xiàn)了全數(shù)字化控

13、制。由于微處理器以數(shù)字信號工作，控制手段靈活方便，抗干擾能力強。所以，全數(shù)字直流調(diào)速控制精度、可靠性和穩(wěn)定性比模擬直流調(diào)速系統(tǒng)大大提高。所以，直流傳動控制采用微處理器實現(xiàn)全數(shù)字化，使直流調(diào)速系統(tǒng)進入一個嶄新的階段。1.2.2微處理器控制直流電機發(fā)展現(xiàn)狀微處理器誕生于上個世紀七十年代，隨著集成電路大規(guī)模及超大規(guī)模集成電路制造工藝的迅速發(fā)展，微處理器的性價比越來越高。此外，由于電力電子技術(shù)的發(fā)展，制作工藝的提升，使得大功率電子器件的性能迅速提高。為微處理器普遍用于控制電機提供了可能，利用微處理器控制電機完成各種新穎的、高性能的控制策略，使電機的各種潛在能力得到充分的發(fā)揮，使電機的性能更符合工業(yè)生產(chǎn)

14、使用要求2，還促進了電機生產(chǎn)商研發(fā)出各種如步進電機、無刷直流電機、開關(guān)磁阻電動機等便于控制且實用的新型電機，使電機的發(fā)展出現(xiàn)了新的變化。對于簡單的微處理器控制電機，只需利用用微處理器控制繼電器、電子開關(guān)元器件，使電路開通或關(guān)斷就可實現(xiàn)對電機的控制?，F(xiàn)在帶微處理器的可編程控制器，已經(jīng)在各種的機床設備和各種的生產(chǎn)流水線中普遍得到應用，通過對可編程控制器進行編程就可以實現(xiàn)對電機的規(guī)律化控制。對于復雜的微處理器控制電機,則要利用微處理器控制電機的電壓、電流、轉(zhuǎn)矩、轉(zhuǎn)速、轉(zhuǎn)角等，使電機按給定的指令準確工作。通過微處理器控制，可使電機的性能有很大的提高。目前相比直流電機和交流電機他們各有所長，如直流電機調(diào)

15、速性能好，但帶有機械換向器，有機械磨損及換向火花等問題；交流電機，不論是異步電機還是同步電機，結(jié)構(gòu)都比直流電機簡單，工作也比直流電機可靠，但在頻率恒定的電網(wǎng)上運行時，它們的速度不能方便而經(jīng)濟地調(diào)節(jié)2。高性能的微處理器如DSP (DIGITAL SIGNAL PROCESSOR即數(shù)字信號處理器)的出現(xiàn)，為采用新的控制理論和控制策略提供了良好的物質(zhì)基礎(chǔ)，使電機傳動的自動化程度大為提高。在先進的數(shù)控機床等數(shù)控位置伺服系統(tǒng)，已經(jīng)采用了如DSP等的高速微處理器，其執(zhí)行速度可達數(shù)百萬兆以上每秒，且具有適合的矩陣運算2。1.3直流電動機調(diào)速概述1.3.1直流電機調(diào)速原理直流電動機根據(jù)勵磁方式不同，直流電動機

16、分為自勵和他勵兩種類型。不同勵磁方式的直流電動機機械特性曲線有所不同。但是對于直流電動機的轉(zhuǎn)速有以下公式： 其中：電壓；勵磁繞組本身的電阻；每極磁通(Wb)；Cc電勢常數(shù)；Cr轉(zhuǎn)矩常量3。由上式可知，直流電機的速度控制既可采用電樞控制法，也可采用磁場控制法。磁場控制法控制磁通，其控制功率雖然較小，但低速時受到磁極飽和的限制，高速時受到換向火花和換向器結(jié)構(gòu)強度的限制4，而且由于勵磁線圈電感較大，動態(tài)響應較差5。所以在工業(yè)生產(chǎn)過程中常用的方法是電樞控制法。 圖1-1 直流電機的工作原理圖電樞控制是在勵磁電壓不變的情況下，把控制電壓信號加到電機的電樞上，以控制電機的轉(zhuǎn)速。傳統(tǒng)的改變電壓方法是在電樞回

17、路中串聯(lián)一個電阻，通過調(diào)節(jié)電阻改變電樞電壓，達到調(diào)速的目的，這種方法效率低、平滑度差，由于串聯(lián)電阻上要消耗電功率，因而經(jīng)濟效益低，而且轉(zhuǎn)速越慢，能耗越大6。隨著電力電子的發(fā)展，出現(xiàn)了許多新的電樞電壓控制方法。如：由交流電源供電，使用晶閘管整流器進行相控調(diào)壓；脈寬調(diào)制(PWM)調(diào)壓等等。調(diào)壓調(diào)速法具有平滑度高，能耗少，精度高等優(yōu)點。在工業(yè)生產(chǎn)中廣泛使用其中脈寬調(diào)制(PWM)應用更為廣泛。脈寬調(diào)速利用一個固定的頻率來控制電源的接通或斷開，并通過改變一個周期內(nèi)“接通”和“斷開”時間的長短，即改變直流電機電樞上電壓的“占空比”來改變平均電壓的大小，從而控制電動機的轉(zhuǎn)速，因此，PWM又被稱為“開關(guān)驅(qū)動裝

18、置”。 圖1-2電樞電壓占空比和平均電壓的關(guān)系圖根據(jù)圖1，如果電機始終接通電源時，電機轉(zhuǎn)速最大為，占空比為D=/T，則電機的平均速度為：，可見只要改變占空比D，就可以得到不同的電機速度，從而達到調(diào)速的目的7。1.3.2直流調(diào)速系統(tǒng)實現(xiàn)方式、基于晶閘管作為主電路的調(diào)速系統(tǒng)晶閘管的調(diào)速系統(tǒng)是采用分離元件設計的調(diào)速系統(tǒng)占用的空間大，控制角難于調(diào)整，且模擬器件的固有缺陷如：溫漂、零漂電壓等，導致電機的調(diào)速無法達到滿意的結(jié)果。晶閘管的單向?qū)щ娦?，它不允許電流反向，給系統(tǒng)的可逆運行造成困難，性能較差，自動化控制程度差，調(diào)速過程較為復雜，不利于工業(yè)生產(chǎn)和小功率電路中采用。另一問題是當晶閘管導通角很小時，系統(tǒng)

19、的功率因素很低，并產(chǎn)生較大的諧波電流，從而引起電網(wǎng)電壓波動殃及同電網(wǎng)中的用電設備，造成“電力公害”。 、基于PWM為主控電路的調(diào)速系統(tǒng) 與傳統(tǒng)的直流調(diào)速技術(shù)相比較，PWM(脈寬調(diào)制技術(shù))直流調(diào)速系統(tǒng)具有較大的優(yōu)越性：主電路線路簡單，需要的功率元件少；開關(guān)頻率高，電流容易連續(xù)，諧波少，電機損耗和發(fā)熱都較??；低速性能好，穩(wěn)速精度高，因而調(diào)速范圍寬；系統(tǒng)頻帶寬，快速響應性能好，動態(tài)抗干擾能力強；主電路元件工作在開關(guān)狀態(tài)，導通損耗小，裝置效率高。PWM信號的產(chǎn)生通常有兩種方法:一種是軟件的方法；另一種是硬件的方法。 基于單片機類由軟件來實現(xiàn)PWM：在PWM調(diào)速系統(tǒng)中占空比D是一個重要參數(shù)在電源電壓不變

20、的情況下，電樞端電壓的平均值取決于占空比D的大小，改變D的值可以改變電樞端電壓的平均值從而達到調(diào)速的目的。改變占空比D的值有三種方法：A、定寬調(diào)頻法：保持不變，只改變t，這樣使周期(或頻率)也隨之改變7。（圖1）B、調(diào)寬調(diào)頻法：保持t不變，只改變，這樣使周期(或頻率)也隨之改變7。（圖1）C、定頻調(diào)寬法：保持周期T(或頻率)不變，同時改變和t7。（圖1）前兩種方法在調(diào)速時改變了控制脈沖的周期(或頻率)，當控制脈沖的頻率與系統(tǒng)的固有頻率接近時，將會引起振蕩，因此常采用定頻調(diào)寬法來改變占空比從而改變直流電動機電樞兩端電壓。利用單片機的定時計數(shù)器外加軟件延時等方式來實現(xiàn)脈寬的自由調(diào)整，此種方式可簡化

21、硬件電路，操作性強等優(yōu)點。2.系統(tǒng)總體方案論證2.1系統(tǒng)方案比較與選擇方案一：采用專用PWM集成芯片、IR2110 功率驅(qū)動芯片構(gòu)成整個系統(tǒng)的核心，現(xiàn)在市場上已經(jīng)有很多種型號，如Tl公司的TL494芯片，東芝公司的ZSK313I芯片等。這些芯片除了有PWM信號發(fā)生功能外，還有“死區(qū)”調(diào)節(jié)功能、過流過壓保護功能等。這種專用PWM集成芯片可以減輕單片機的負擔，工作更可靠，但其價格相對較高，難于控制工業(yè)成本不宜采用。方案二：采用MC51單片機、功率集成電路芯片L298構(gòu)成直流調(diào)速裝置。L298是雙H高電壓大電流功率集成電路，直接采用TTL邏輯電平控制，可用來驅(qū)動繼電器、線圈、直流電動機、步進電動機等

22、電感性負載。其驅(qū)動電壓為46V，直流電流總和為4A。該方案總體上是具有可行性，但是L298的驅(qū)動電壓和電流較小，不利于工業(yè)生產(chǎn)應用，無法滿足工業(yè)生產(chǎn)實踐中大電壓、大電流的直流電機調(diào)速。方案三：采用MC51單片機、IR2110功率驅(qū)動芯片構(gòu)成整個系統(tǒng)的核心實現(xiàn)對直流電機的調(diào)速。MC51具有兩個定時器T0和T19。通過控制定時器初值T0和T1，從而可以實現(xiàn)從任意端口輸出不同占空比的脈沖波形。MC51控制簡單，價格廉價，且利用MC51構(gòu)成單片機最小應用系統(tǒng)，可縮小系統(tǒng)體積，提高系統(tǒng)可靠性，降低系統(tǒng)成本。IR2110是專門的MOSFET管和IGBT的驅(qū)動芯片，帶有自舉電路和隔離作用，有利于和單片機聯(lián)機

23、工作，且IGBT的工作電流可達50A，電壓可達1200V10，適合工業(yè)生產(chǎn)應用。綜合上述三種方案，本設計采用方案三作為整個系統(tǒng)的設計思路。但是由于系統(tǒng)要實現(xiàn)雙閉環(huán)PID控制，所以測速中占用了兩個定時器，T0和T1，如果再將PWM波形產(chǎn)生交給MSC51則會加大軟件的任務，并且影響整個系統(tǒng)的控制效果。因此這里考慮單獨設計一個PWM波形發(fā)生電路，單片機對它只提供控制參數(shù)以改變其占空比。2.2系統(tǒng)方案描述本系統(tǒng)采用MC51為控制核心，配以2*3鍵盤，通過ADC0809模數(shù)轉(zhuǎn)換器對主干驅(qū)動電路進行速度設定反饋，電流設定和過電流保護。同時利用MC51以及PWM產(chǎn)生模塊產(chǎn)生的PWM經(jīng)過邏輯延遲電路后加載到以

24、IR2110為驅(qū)動核心，IGBT構(gòu)成的H橋主干電路上實現(xiàn)對直流電機的控制和調(diào)速，并且系統(tǒng)利用霍爾傳感器制成速度與電流反饋環(huán)節(jié)來實現(xiàn)點擊的PID控制。本系統(tǒng)的控制部分為5V的弱電而驅(qū)動電路和負載電路為110V以上的直流電壓因此在強弱電之間、數(shù)據(jù)采集之間分別利用了帶有驅(qū)動功能的光耦TLP250和線性光耦PC817實現(xiàn)強弱電隔離，信號串擾。具體電路框圖如下圖2-1·PWM波形產(chǎn)生模塊MSC51鍵盤控制5V直流電源18V直流電源直流電機IR2110驅(qū)動電路霍爾測速傳感器霍爾電流傳感器AD轉(zhuǎn)換M延時電路 圖2-1系統(tǒng)整體設計框圖3.硬件電路的模塊設計3.1 PWM信號發(fā)生電路3.1.1 PWM

25、的基本原理PWM（脈沖寬度調(diào)制）是通過控制固定電壓的直流電源開關(guān)頻率，改變負載兩端的電壓，從而達到控制要求的一種電壓調(diào)整方法。PWM可以應用在許多方面，比如：電機調(diào)速、溫度控制、壓力控制等等。在PWM驅(qū)動控制的調(diào)整系統(tǒng)中，按一個固定的頻率來接通和斷開電源，并且根據(jù)需要改變一個周期內(nèi)“接通”和“斷開”時間的長短。通過改變直流電機電樞上電壓的“占空比”來達到改變平均電壓大小的目的，從而來控制電動機的轉(zhuǎn)速。也正因為如此，PWM又被稱為“開關(guān)驅(qū)動裝置”。如下圖所示： 圖3-1 PWM脈沖圖設電機始終接通電源時，電機轉(zhuǎn)速最大為Vmax，設占空比為D= t1 / T，則電機的平均速度為Va = Vmax

26、* D，其中Va指的是電機的平均速度；Vmax 是指電機在全通電時的最大速度；D = t1 / T是指占空比。由上面的公式可見，當我們改變占空比 D = t1 / T時，就可以得到不同的電機平均速度Vd，從而達到調(diào)速的目的。嚴格來說，平均速度Vd 與占空比D并非嚴格的線性關(guān)系，但是在一般的應用中，我們可以將其近似地看成是線性關(guān)系。3.1.2 PWM信號發(fā)生電路設計圖3-2 PWM信號發(fā)生電路設計整體圖PWM波可以由具有PWM輸出的單片機通過編程來得以產(chǎn)生，也可以采用PWM專用芯片來實現(xiàn)。當PWM波的頻率太高時，它對直流電機驅(qū)動的功率管要求太高，而當它的頻率太低時，其產(chǎn)生的電磁噪聲就比較大，在實

27、際應用中，當PWM波的頻率在18KHz左右時，效果最好。在本系統(tǒng)內(nèi)，采用了兩片4位數(shù)值比較器4585和一片12位串行計數(shù)器4040組成了PWM信號發(fā)生電路。兩片數(shù)值比較器4585，即圖上U2、U3的A組接12位串行4040計數(shù)輸出端Q2Q9，而U2、U3的B組接到單片機的P1端口。只要改變P1端口的輸出值，那么就可以使得PWM信號的占空比發(fā)生變化，從而進行調(diào)速控制。12位串行計數(shù)器4040的計數(shù)輸入端CLK接到單片機C51晶振的振蕩輸出XTAL2。計數(shù)器4040每來8個脈沖，其輸出Q2Q9加1，當計數(shù)值小于或者等于單片機P1端口輸出值X時，圖中U2的（A>B）輸出端保持為低電平，而當計數(shù)

28、值大于單片機P1端口輸出值X時，圖中U2的（A>B）輸出端為高電平。隨著計數(shù)值的增加，Q2Q9由全“1”變?yōu)槿?”時，圖中U2的（A>B）輸出端又變?yōu)榈碗娖?，這樣就在U2的（A>B）端得到了PWM的信號，它的占空比為（255 -X / 255）*100%，那么只要改變X的數(shù)值，就可以相應的改變PWM信號的占空比，從而進行直流電機的轉(zhuǎn)速控制。使用這個方法時，單片機只需要根據(jù)調(diào)整量輸出X的值，而PWM信號由三片通用數(shù)字電路生成，這樣可以使得軟件大大簡化，同時也有利于單片機系統(tǒng)的正常工作。由于單片機上電復位時P1端口輸出全為“1”，使用數(shù)值比較器4585的B組與P1端口相連，升速

29、時P0端口輸出X按一定規(guī)律減少，而降速時按一定規(guī)律增大。 3.1.3 PWM發(fā)生電路主要芯片的工作原理（1）芯片4585 芯片4585的用途：對于A和B兩組4位并行數(shù)值進行比較，來判斷它們之間的大小是否相等。 芯片4585的功能表： 輸入輸出比較級取A3、B3A2、B2A1、B1A0、B0A<BA=BA>BA<BA=BA>BA3>B3*1001A3=B3A2>B2*1001A3=B3A2=B2A1>B1*1001A3=B3A2=B2A1=B1A0>B0*1001A3=B3A2=B2A1=B1A0=B0001001A3=B3A2=B2A1=B1A0

30、=B0010010A3=B3A2=B2A1=B1A0<B0100100A3=B3A2=B2A1<B1*100A3=B3A2<B2*100A3<B3*100圖3-3芯片4585的功能表 芯片4585的引腳圖：圖3-4芯片4585的引腳圖（2）芯片4040 芯片4040是一個12位的二進制串行計數(shù)器，所有計數(shù)器位為主從觸發(fā)器，計數(shù)器在時鐘下降沿進行計數(shù)。當CR為高電平時，它對計數(shù)器進行清零，由于在時鐘輸入端使用施密特觸發(fā)器，故對脈沖上升和下降時間沒有限制，所有的輸入和輸出均經(jīng)過緩沖。芯片4040提供了16引線多層陶瓷雙列直插、熔封陶瓷雙列直插、塑料雙列直插以及陶瓷片狀載體等

31、4種封裝形式。芯片4040的極限值：電源電壓范圍：-0.5V18V輸入電壓范圍：-0.5VVDD+0.5V輸入電流范圍：±10mA貯存溫度范圍：-65°C150°C 芯片4040引出端功能符號：CP: 時鐘輸入端 CR：清除端 Q0Q11：計數(shù)脈沖輸出端 VDD: 正電源 VSS: 地端 芯片4040功能表：輸入輸出CPCR*LLH保持計數(shù)所有輸出端均為L圖3-5芯片4040功能表 芯片4040的引腳圖：圖3-6芯片4040的引腳圖3.2邏輯延時電路方案論證設計邏輯延時電路是主電路IGBT開關(guān)管的控制所需。 一、因為控制IGBT所需的控制信號要求對角上的兩個IGB

32、T管的控制信號要相同，而同一個橋臂上的控制信號要相反。這就要求主電路上有兩路互為反向的控制信號。然而MC51產(chǎn)生的PWM只有一路，這時候就必須把PWM信號利用邏輯延時電路變成兩路互為反向的控制信號。 二、雖然從目前的制作工藝水平可以使電力電子半導體開關(guān)器件的頻率做得很高，但是器件的導通和關(guān)斷的時候仍然會占用一段極短的時間，PWM控制信號消失的瞬間并不意味著功率開關(guān)管就真正會關(guān)斷11。如果一個的功率開關(guān)管的控制信號剛消失的同時給同一橋臂的另一功率開關(guān)管加控制信號很可能造成同一橋臂的兩管子同時導通形成對電源短路11。為了避免這種現(xiàn)象在系統(tǒng)中出現(xiàn)，本設計采用了在MC51產(chǎn)生PWM信號后設置邏輯延時電

33、路。圖3-7中二極管、能使低電平或者可以說是PWM負信號通過，電阻、和電容、延遲了高電平信號向后傳送的時間，這樣就可以保證功率開關(guān)管可靠關(guān)斷后再給與其同一橋臂上的功率開關(guān)管加高電平信號，可以避免其同時導通。圖3-7邏輯延時電路原理圖3.3驅(qū)動電路方案論證設計3.3.1驅(qū)動電路方案、參數(shù)描述整個系統(tǒng)的驅(qū)動電路采用兩片的IR2110驅(qū)動四片的IGBT管（FGA25N120）構(gòu)成的H橋電路。如下圖3-8： 圖3-8 驅(qū)動主電路原理圖IR2110驅(qū)動IGBT構(gòu)成的H橋電路的特點顯著，具有調(diào)速性能好，調(diào)速頻帶寬，可以工作在1100 kHz范圍內(nèi)工作12。所要求的控制信號簡單，只需要加入PWM信號即可。I

34、R2110設計保護電路性能良好，安全性高，無控制信號時，電機處于剎車狀態(tài)，可用于很多工業(yè)領(lǐng)域。在本設計中（圖3-8），IR2110的自舉電容采用了另個不同大小的電容并聯(lián)使用。在頻率為20 kHz左右的工作狀態(tài)下，可選用1.0F和0.1F電容并聯(lián)。并聯(lián)高頻小電容可吸收高頻毛刺干擾電壓。電路中為了防止Q1、Q3導通時高電壓串入端損壞芯片，在設計采用快恢復二極管FR107，其快速恢復時間為500ns13 可有效地隔斷高壓信號串入IR2110。由于VB高于VS電壓的最大值為20 V，為了避免VB過電壓，電路中增加了10V穩(wěn)壓二極管D9、D17控制VB端電壓在10V左右防止VB過壓。由于密勒效應的作用，

35、在開通與關(guān)斷時，集電極與柵極間電容上的充放電電流很容易在柵極上產(chǎn)生干擾14。針對這中現(xiàn)象，本設計在輸出驅(qū)動電路中的功率管柵極限流電阻R20、R21、R25、R26上反向并聯(lián)了二極管D7、D8、D15、D16。為改善PWM控制脈沖的前后沿陡度并防止振蕩，減小IGBT集電極的電壓尖脈沖，一般應在柵極串聯(lián)十幾歐到幾百歐的限流電阻15。在正常狀態(tài)下，IGBT開通的時間越短，開通損耗也越小。但在開通過程中，因存在續(xù)流二極管D7、D8、D15、D16的反向恢復電流和吸收電容的放電電流，當IGBT的開通的時間越短，IGBT所承受的峰值電流也就越大，導致IGBT或續(xù)流二極管損耗。為了防止IGBT或二極管的損壞

36、，就必須有目的地降低柵極驅(qū)動脈沖的上升速率，即增加柵極串聯(lián)電阻的阻值2，控制該電流的峰值。雖然柵極串聯(lián)電阻小，有利于加快關(guān)斷速度和減小關(guān)斷損耗，也有利于避免關(guān)斷時集射極間電壓的過小造成IGBT誤開通16。但是如果柵極串聯(lián)電阻過小，會由于集電極電流下降的過大，產(chǎn)生較大的集電極電壓峰值2。綜合上述因素在設計柵極串聯(lián)電阻R20、R21、R25、R26時選取1K電阻為柵極串聯(lián)電阻。IGBT的快速開通和關(guān)斷提高工作頻率，減小開關(guān)損耗，但由于開關(guān)過程中主回路電流的突變，其引線電感將產(chǎn)生很高的尖峰電壓，該電壓是IGBT過壓損壞的主要原因。由于IGBT的柵-集極間存在的分布電容和柵-射極間存在的分布電容會產(chǎn)生

37、過大的，故其開關(guān)轉(zhuǎn)換過程中易使突然升高而造成C-E間誤導通，從而損壞IGBT17。為了防止造成的誤觸發(fā)，本設計在柵-射極間加旁路保護電阻10k的R23、R24、R27、R28，有效的防止IGBT的損壞。3.3.2 IR2110驅(qū)動電路中IGBT抗干擾設計對于任何CMOS器件，使這些二極管正向?qū)ɑ蚍聪驌舸┒紩鸺纳目煽鼐чl管(SCR)鎖定，鎖定的最終后果難以預料，有可能暫時錯誤地工作到完全損壞器件。若在“理想的自舉”電路中，由一個零阻抗電源供電，并通過一個理想的二極管給供電。負過沖電壓將引起自舉電容過充電。圖3-9 IR2110部分寄生二極管示意圖IGBT（Insulated GateBi

38、polar Transistor）是電壓驅(qū)動型器件，由于是容性輸入阻抗，故要求驅(qū)動電路提供一條小阻抗通路，將柵極電壓限制在一定安全數(shù)字內(nèi)17。如果電路的負載為感性負載，則在功率管開關(guān)瞬間、電源短路以及過電流關(guān)斷時，將比較大，功率管就會產(chǎn)生過沖電壓，從而使VS端電壓低于COM端。實際上，該電壓是不能低于-4V，超出該極限電壓就會引起高端通道工作的不穩(wěn)定。故在設計PCB時，應采取下列方法以減小VS負過沖電壓：a、將功率管緊密放置，并在焊接功率器件時應盡量使引腳最短，以減少PCB布線長度和引腳間寄生電感的影響，引線應采用絞線或同軸電纜屏蔽線；b、IR2110盡可能靠近功率IGBT模塊放置；c、在電源

39、線與功率管之間應增加去耦電容，一般應選0.1F或1.0F的電容。3.3.3 IR2110功率驅(qū)動介紹3.3.3.1 IR2100內(nèi)部結(jié)構(gòu)原理圖及管腳說明IR2110是IR公司生產(chǎn)的高壓,高速的功率MOSFET18， IGBT專用驅(qū)動芯片，具有獨立的高、低端輸出雙通道。門電壓需求在1020 V范圍，懸浮通道用于驅(qū)動MOSFET的高壓端電壓可以達到500 V18。 圖3-10 IR2110內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖圖3-10中引腳10（）及引腳12 （）雙列直插式封裝，分別驅(qū)動逆變橋中同橋臂上下兩個功率MOS器件的輸入驅(qū)動信號輸入端，當輸入脈沖形成部分的兩路輸出，范圍為（-0.5V）（+0.5），圖6中和分別為引

40、腳13（）及引腳9（）的電壓值。引腳11（SD）端為保護電路信號輸入端。當該引腳為高電平時，IR2110的輸出被封鎖，輸出端HO（7腳）、LO（1腳）恒為低電平。而當該腳為低電平時，輸出跟隨輸入變化。用于故障（過電壓、過電流）保護電路。引腳6（）及引腳3（）分別為上下通道互鎖輸出級電源輸入端。用于接輸出級電源正極，且通過一個較高品質(zhì)的電容接引腳2。引腳3還通過一個高反壓快速恢復二極管與引腳6相連。3.3.3.2 IR2110的自舉電路在驅(qū)動電路設計中，IR2110的自舉電路可以有效的保護IGBT。IR2110自舉電路的結(jié)果原理圖如圖3-11所示： 圖3-11 IR2110自舉電路原理圖圖3-1

41、1中及分別為自舉電容和快速恢復二極管，為的濾波電容。當在關(guān)斷期間，已經(jīng)充滿電，即=。在開通，關(guān)斷期間，通過電阻與 的柵射極間電容放電。在關(guān)斷，開通期間，柵電荷經(jīng)和快速釋放。在經(jīng)過死區(qū)時間后，開通經(jīng)過、給充電19。這就是IR2110的自舉電路原理。如果自舉電容選取的過大,可能使關(guān)斷時電容兩端還沒有達到要求的電壓，而電容選擇較小則會導致電容存儲的能量不夠維持柵源電壓在導通時間內(nèi)為一定值。在選擇自舉電容最好選擇非電解電容，電容應盡可能的靠近芯片。一般情況下為保證自舉電容將柵源電壓持續(xù)一段時間,選電容為其最小值的15倍左右19。綜合考慮在設計驅(qū)動電路時采用1uf的電容為IR2110的自舉電容。3.3.

42、3.3 IGBT H橋驅(qū)動電路原理H橋驅(qū)動電路是一個典型的直流電機控制電路，電路得名于“H橋驅(qū)動電路”是因為它的形狀酷似字母H 。H型變換器在控制方式上分為雙極式、單極式和受限式三種20。本設計同樣采用選用雙極式H型PWM變換器。如圖3-12所示，四個電力晶體管IGBT和四個續(xù)流二級管FR307構(gòu)成了H橋驅(qū)動電路?；鶚O驅(qū)動電壓分為兩組即、同時工作其驅(qū)動電壓分別為和，和同時工作其驅(qū)動電壓為。在一個開關(guān)周期內(nèi)，時和為正，晶體管和飽和導通；而和為負值，和截止。這時，+加在電樞AB兩端，電樞電流沿回路1流通；當時，和變?yōu)樨撝?，和截止；和變成正值，但是和并不能立即導通，因為在電樞電感釋放儲能的作用下，?/p>

43、回路2經(jīng)二極管、續(xù)流，在和上的壓降使、集電極和發(fā)射極承受反壓，這時，在一個周期內(nèi)正負相間，這是雙極式PWM變換器的特征2。圖3-12 IGBT H橋驅(qū)動電路要使電機運轉(zhuǎn)，必須導通對角線上的一對三極管。根據(jù)不同三極管對的導通情況，電流可能會從左至右或從右至左流過電機，從而控制電機的轉(zhuǎn)向。要使電機運轉(zhuǎn)，必須使對角線上的一對三極管導通。例如，如圖3-13所示，當Q1管和Q4管導通時，電流就從電源正極經(jīng)Q1從左至右穿過電機，然后再經(jīng) Q4回到電源負極。按圖中電流箭頭所示，該流向的電流將驅(qū)動電機順時針轉(zhuǎn)動。當三極管Q1和Q4導通時，電流將從左至右流過電機，從而驅(qū)動電機按特定方向轉(zhuǎn)動（電機周圍的箭頭指示為

44、順時針方向）。圖3-13 H橋電路驅(qū)動電機順時針轉(zhuǎn)動圖3-14所示為另一對三極管Q2和Q3導通的情況，電流將從右至左流過電機。當三極管Q2和Q3導通時，電流將從右至左流過電機，從而驅(qū)動電機沿另一方向轉(zhuǎn)動（電機周圍的箭頭表示為逆時針方向）。 圖3-14 H橋驅(qū)動電機逆時針轉(zhuǎn)動使能控制和方向邏輯驅(qū)動電機時，保證H橋上兩個同側(cè)的三極管不會同時導通非常重要。如果三極管Q1和Q2同時導通，那么電流就會從正極穿過兩個三極管直接回到負極。此時，電路中除了三極管外沒有其他任何負載，因此電路上的電流就可能達到最大值（該電流僅受電源性能限制），甚至燒壞三極管。基于上述原因，在實際驅(qū)動電路中通常要用硬件電路方便地控

45、制三極管的開關(guān)。圖3-15 所示就是基于這種考慮的改進電路，它在基本H橋電路的基礎(chǔ)上增加了4個與門和2個非門。4個與門同一個“使能”導通信號相接，這樣，用這一個信號就能控制整個電路的開關(guān)。而2個非門通過提供一種方向輸人，可以保證任何時候在H橋的同側(cè)腿上都只有一個三極管能導通。（與本節(jié)前面的示意圖一樣，圖3-15所示也不是一個完整的電路圖，特別是圖中與門和三極管直接連接是不能正常工作的。） 圖3-15 具有使能控制和方向邏輯的H橋電路用以上方法，電機的運轉(zhuǎn)就只需要用三個信號控制：兩個方向信號和一個使能信號。如果DIRL信號為0，DIRR信號為1，并且使能信號是1，那么三極管Q1和Q4導通，電流從

46、左至右流經(jīng)電機（如圖3-16所示）；如果DIRL信號變?yōu)?，而DIRR信號變?yōu)?，那么Q2和Q3將導通，電流則反向流過電機。 圖3-16使能信號與方向信號的使用實際使用的時候，用分立元件制作H橋是很麻煩的，好在現(xiàn)在市面上有很多封裝好的H橋集成電路，接上電源、電機和控制信號就可以使用了，在額定的電壓和電流內(nèi)使用非常方便可靠。比如常用的L293D、L298N、TA7257P、SN754410等。以圖3-12為例在一個周期內(nèi)具有正負相間的脈沖波形。而電機的正反轉(zhuǎn)則體現(xiàn)在驅(qū)動電壓正、負脈沖的寬窄上。當正脈沖較寬時，則電樞兩端的平均電壓為正，在電動運行時電機正轉(zhuǎn)。當，平均電壓為負值，電機反轉(zhuǎn)。如果正負脈

47、沖相等時電樞電壓為零，電機停轉(zhuǎn)。雙極型可逆PWM變換器電樞平均電壓為3： 若定義占空比為和電壓系數(shù)的定義與不可逆變換器中相同，則在雙極式控制的可逆變換器中=2- 1與不可逆變換器中的不同。調(diào)速時的可調(diào)范圍為0-1，相應的= -1-1。當>0.5時，為正，電動機正轉(zhuǎn)；當時，為負，電動機負轉(zhuǎn)；當時， =0，電動機停止。雙極式控制的電壓平衡方程式3： （） ()電樞兩端在一個周期內(nèi)的平均電壓都是：。其平均值方程都可寫成3： 則機械特性方程3：用轉(zhuǎn)矩表示3：式中， 電機在額定磁通下的轉(zhuǎn)矩系數(shù)，。 理想空載轉(zhuǎn)速，與電壓系數(shù)成正比，。3.4隔離電路方案論證設計3.4.1 TLP250光耦隔離 隔離是

48、整個設計的關(guān)鍵環(huán)節(jié)，如果隔離沒有做好，將導致強弱電互相串擾，強電串到弱電的控制單元時會導致整個控制單元燒毀。因為系統(tǒng)的主電路電壓均為高電壓、大電流，而控制單元為弱電壓，弱電流，所以它們之間必須采取光電隔離措施，以提高系統(tǒng)抗干擾措施，綜合考慮決定采用帶光電隔離的MOSFET驅(qū)動芯片TLP25021。圖3-17TLP內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖光耦TLP250是一種可直接驅(qū)動小功率MOSFET和IGBT的功率型光耦，由日本東芝公司生產(chǎn)，其最大驅(qū)動能力達1.5A21。TLP250驅(qū)動主要具備以下特征：輸入閾值電流IF=5mA(max)；電源電流ICC=11mA(max)；電源電壓(VCC)=1035V；輸出電流IO=

49、±0.5A(min)；開關(guān)時間tpLH/tpHL=0.5s(max)。選用TLP250光耦既保證了功率驅(qū)動電路與PWM脈寬調(diào)制電路的可靠隔離，又具備了直接驅(qū)動MOSFET的能力，驅(qū)動電路簡單。根據(jù)TPL250的數(shù)據(jù)手冊要求在2、3腳的電壓輸入必須為1.6v，5、8腳之間必修接104旁路電容使輸出均勻化，降低負載需求。具體電路設計如圖3-9：圖3-18 TLP250光耦隔離電路3.5穩(wěn)壓可調(diào)電源設計因為系統(tǒng)需要的不同電壓值較多，且由于電機在正常工作時對電源的干擾很大，如果只用一組電源難以防止干擾，為此在設計時采用了兩組可調(diào)的穩(wěn)壓電源為系統(tǒng)控制單元和驅(qū)動單元單獨供電。在設計時首先考慮到使

50、用三端可調(diào)穩(wěn)壓集成芯片LM317、和LM337。LM317系列穩(wěn)壓器輸出連續(xù)可調(diào)的正電壓，LM337系列穩(wěn)壓器輸出連可調(diào)的負電壓，可調(diào)范圍為1.2V37V，最大輸出電流 為1.5A。穩(wěn)壓器內(nèi)部含有過流、過熱保護電路，具有安全可靠，性能優(yōu)良、不易損壞、使用方便等優(yōu)點。其電壓調(diào)整率和電流調(diào)整率均優(yōu)于固定式集成穩(wěn)壓構(gòu)成的可調(diào)電壓穩(wěn)壓電源。再利用LM7805、LM7905三端穩(wěn)壓芯片即可形成一個1.2V18V可調(diào)和5V固定輸出的穩(wěn)壓電源。具體設計電路圖如下（圖3-13）當220V交流電壓經(jīng)過變壓器轉(zhuǎn)換成雙18V的交流電壓，利用B2整流橋?qū)崿F(xiàn)整流后，利用了3300uf大電容C1、C2整流，因為大容量電解

51、電容有一定的繞制電感分布電感，易引起自激振蕩，形成高頻干擾，所以穩(wěn)壓器的輸入、輸出端常并入103瓷介質(zhì)小容量電容C3、C4用來抵消電感效應，抑制高頻干擾，利用LM317、LM337穩(wěn)壓器實現(xiàn)18V和-18V可調(diào)，最后在經(jīng)過470uf電解電容C7、C8濾波后給LM7805、LM7905穩(wěn)壓后再通過C9、C10濾波后輸出5V直流固定電壓。圖3-19 穩(wěn)壓可調(diào)電源電路原理圖3.6速度反饋環(huán)設計系統(tǒng)利用速度反饋環(huán)的設計可以實現(xiàn)電機的閉環(huán)速度設定調(diào)節(jié)。其原理如下當一塊通有電流的金屬或半導體薄片垂直地放在磁場中時，薄片的兩端就會產(chǎn)生電位差，這種現(xiàn)象就稱為霍爾效應。兩端具有的電位差值稱為霍爾電勢U，其表達式

52、為 U=K·I·B/d 其中K為霍爾系數(shù)，I為薄片中通過的電流，B為外加磁場（洛倫慈力Lorrentz）的磁感應強度，d是薄片的厚度。由此可見，霍爾效應的靈敏度高低與外加磁場的磁感應強度成正比的關(guān)系?；魻杺鞲衅鞯耐庑螆D和與磁場的作用關(guān)系如右圖所示。磁場由磁鋼提供，所以霍爾傳感器和磁鋼需要配對使用霍爾傳感器檢測轉(zhuǎn)速示意圖如下。在非磁材料的圓盤邊上粘貼一塊磁鋼，霍爾傳感器固定在圓盤外緣附近。圓盤每轉(zhuǎn)動一圈，霍爾傳感器便輸出一個脈沖。通過單片機測量產(chǎn)生脈沖的頻率就可以得出圓盤的轉(zhuǎn)速。如下圖示為測速原理圖圖3-20霍爾元件測速原理圖3.6.1脈沖信號的獲得霍爾傳感器是對磁敏感的傳感

53、元件，常用于開關(guān)信號采集的有CS3020、CS3040等，這種傳感器是一個3端器件，外形與三極管相似，只要接上電源、地，即可工作，輸出通常是集電極開路（OC）門輸出，工作電壓范圍寬，使用非常方便。如圖3-21所示是CS3020的外形圖，將有字面對準自己，三根引腳從左向右分別是Vcc，地，輸出。3-21 CS3020外形圖使用霍爾傳感器獲得脈沖信號，其機械結(jié)構(gòu)也可以做得較為簡單，只要在轉(zhuǎn)軸的圓周上粘上一粒磁鋼，讓霍爾開關(guān)靠近磁鋼，就有信號輸出，轉(zhuǎn)軸旋轉(zhuǎn)時，就會不斷地產(chǎn)生脈沖信號輸出。如果在圓周上粘上多粒磁鋼，可以實現(xiàn)旋轉(zhuǎn)一周，獲得多個脈沖輸出。在粘磁鋼時要注意，霍爾傳感器對磁場方向敏感，粘之前可

54、以先手動接近一下傳感器，如果沒有信號輸出，可以換一個方向再試。這種傳感器不怕灰塵、油污，在工業(yè)現(xiàn)場應用廣泛。3.6.2測速電路硬件電路設計測速的方法決定了測速信號的硬件連接，測速實際上就是測頻，因此，頻率測量的一些原則同樣適用于測速。通?？梢杂糜嫈?shù)法、測脈寬法和等精度法來進行測試。所謂計數(shù)法，就是給定一個閘門時間，在閘門時間內(nèi)計數(shù)輸入的脈沖個數(shù)；測脈寬法是利用待測信號的脈寬來控制計數(shù)門，對一個高精度的高頻計數(shù)信號進行計數(shù)。由于閘門與被測信號不能同步，因此，這兩種方法都存在±1誤差的問題，第一種方法適用于信號頻率高時使用，第二種方法則在信號頻率低時使用。等精度法則對高、低頻信號都有很好

55、的適應性。圖2是測速電路的信號獲取部分，在電源輸入端并聯(lián)電容C2用來濾去電源尖嘯，使霍爾元件穩(wěn)定工作。HG表示霍爾元件，采用CS3020，在霍爾元件輸出端（引腳3）與地并聯(lián)電容C3濾去波形尖峰，再接一個上拉電阻R2，然后將其接入LM324的引腳3。用LM324構(gòu)成一個電壓比較器，將霍爾元件輸出電壓與電位器RP1比較得出高低電平信號給單片機讀取。C4用于波形整形，以保證獲得良好數(shù)字信號。LED便于觀察，當比較器輸出高電平時不亮，低電平時亮。微型電機M可采用型，通過電位器RP1分壓，實現(xiàn)提高或降低電機轉(zhuǎn)速的目的。C1電容使電機的速度不會產(chǎn)生突變，因為電容能存儲電荷。電壓比較器的功能：比較兩個電壓的

56、大小(用輸出電壓的高或低電平，表示兩個輸入電壓的大小關(guān)系)： 當“”輸入端電壓高于“”輸入端時，電壓比較器輸出為高電平； 當“”輸入端電壓低于“”輸入端時，電壓比較器輸出為低電平；比較器還有整形的作用，利用這一特點可使單片機獲得良好穩(wěn)定的輸出信號，不至于丟失信號，能提高測速的精確性和穩(wěn)定性。圖3-22 測速反饋電路原理圖圖3-22中將測速模塊的輸出端為數(shù)字信號可以直接接入51單片機進行反饋調(diào)速。3.7電流反饋環(huán)設計系統(tǒng)利用霍爾元件來實現(xiàn)對信號的檢測,霍爾元件應用的基本原理也是霍爾效應。霍爾效應是一種磁敏效應,例如在半導體薄片的長度方向上施加磁感應強度為B 的磁場,則在寬度方向上產(chǎn)生電動勢U H（稱為霍爾電壓）, 其大小可表示為: U=k·I·B/dK稱為霍爾系數(shù),與半導體材料有關(guān),d 為半導體材料的厚度