微波爐變換器基波分析法

1、微波爐變換器基波分析法     1引言家用微波爐中一般采用升壓式漏磁變壓器為磁控管供電，這種供電方式不僅使微波爐耗能高、體積大，而且輸出功率斷續(xù)、噪聲較大，影響了微波爐的性能和烹飪效果。若能開(kāi)發(fā)一款在磁控管全負(fù)載工作范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)、并可提供連續(xù)可調(diào)的供電電壓（磁控管的振蕩閾值電壓約為3.6kV）的高效軟開(kāi)關(guān)電源，由其為磁控管負(fù)載供電，這樣既可提高微波爐效率、減小其體積及重量，又可避免磁控管的頻繁起動(dòng)和停止，減小噪聲并延長(zhǎng)磁控管的使用壽命。在眾多高頻變換器的拓?fù)渲?，LLC諧振變換器兼有串聯(lián)諧振變換器和并聯(lián)諧振變換器的優(yōu)點(diǎn)，近幾年國(guó)內(nèi)一些學(xué)者針對(duì)這一拓?fù)淅?/p>

2、論展開(kāi)了研究，從拓?fù)淅碚摲治觥⒅C振網(wǎng)絡(luò)參數(shù)設(shè)計(jì)到數(shù)字控制策略等多方面給出了一些研究成果1-7，但內(nèi)容局限于低壓小功率場(chǎng)合。國(guó)外學(xué)者從2002年開(kāi)始對(duì)這一電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、參數(shù)優(yōu)化及磁集成等方面進(jìn)行了比較深入地研究8-12，但沒(méi)有涉及輸出電壓幾千伏且輸出功率具有千瓦級(jí)的應(yīng)用研究。文獻(xiàn)13，14分別介紹了一種適用于高壓輸出的多諧振直流變流器和LLC磁控管調(diào)制器方面的內(nèi)容。為此，專門(mén)針對(duì)“LLC諧振變換器在變頻微波爐中的應(yīng)用”展開(kāi)了研究，本文提出了將LLC諧振變換器與倍壓整流電路相結(jié)合為磁控管供電的方案，并已取得了一些成果15。本文對(duì)具有倍壓輸出式LLC諧振變換器的穩(wěn)態(tài)運(yùn)行參數(shù)進(jìn)行了理論分析，對(duì)其諧振網(wǎng)

3、絡(luò)參數(shù)進(jìn)行了優(yōu)化設(shè)計(jì)，最后進(jìn)行了仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，這對(duì)變頻微波爐電源用LLC諧振變換器的優(yōu)化設(shè)計(jì)，解決存在的問(wèn)題，指導(dǎo)生產(chǎn)有現(xiàn)實(shí)意義。2主電路結(jié)構(gòu)所采用的變頻微波爐電源用LLC諧振變換器的主電路如圖1所示。圖中虛線框內(nèi)為磁控管負(fù)載的等效電路，其中LH為燈絲等效電感，RH為燈絲等效電阻，C5為磁控管陽(yáng)極和陰極之間的寄生電容，R0為磁控管非振蕩狀態(tài)等效電阻，R1為磁控管振蕩狀態(tài)等效電阻，VZ為磁控管振蕩閾值電壓，VD5為理想二極管。傳統(tǒng)的LLC諧振變換器一般用于低壓輸出場(chǎng)合，為了給磁控管陽(yáng)極和陰極之間提供恒定的高電壓（UZ約3.6kV），本文將LLC諧振變換器與倍壓整流電路相結(jié)合，構(gòu)成了具有倍壓輸出

4、式LLC諧振變換器，圖中VD3、VD4、C3和C4構(gòu)成倍壓整流電路，N3繞組為磁控管陰極燈絲提供一個(gè)約3.3V的交流電壓。L1和C1分別為工頻整流后的濾波電感和濾波電容，為提高電路的功率因數(shù)。濾波電容C1采用一個(gè)容量值很小的無(wú)極性電容；V1和V2為兩個(gè)帶有反并聯(lián)二極管的開(kāi)關(guān)管，二者以固定0.5的占空比互補(bǔ)導(dǎo)通；C2為緩沖電容；Lr、Lm和Cr分別為諧振電感和諧振電容；T為理想變壓器。組合后的電路不但有傳統(tǒng)LLC諧振變換器的所有優(yōu)點(diǎn)，而且可以用較少的元器件得到將近2倍交流電壓的直流電壓，每個(gè)輸出整流電容的電壓應(yīng)力僅為輸出電壓的一半，兩個(gè)輸出整流電容有自動(dòng)均壓功能。3變換器穩(wěn)態(tài)分析現(xiàn)階段對(duì)LLC諧

5、振電路的設(shè)計(jì)仍普遍依賴工程師的經(jīng)驗(yàn)，要想充分發(fā)揮變換器的優(yōu)勢(shì)，必須對(duì)電路進(jìn)行建模分析。LLC諧振電路的工作過(guò)程比較復(fù)雜，很難精確推導(dǎo)其電路模型，針對(duì)提出的倍壓輸出式LLC諧振電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，這里將采用基波分析法對(duì)電路進(jìn)行建模分析16。為簡(jiǎn)化分析，從圖1中工頻整流濾波后的逆變電路開(kāi)始，并做如下假設(shè)：開(kāi)關(guān)元件均無(wú)損耗，無(wú)源元件均為線性元件；輸出濾波電容足夠大，輸出電壓穩(wěn)定；開(kāi)關(guān)工作頻率接近于諧振頻率fr。3.1變換器的直流增益用基波等效法對(duì)圖1建立其等效電路模型，如圖2所示。將變換器分成不同網(wǎng)絡(luò)分別分析，這里主要對(duì)諧振網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行分析。開(kāi)關(guān)網(wǎng)絡(luò)將直流輸入變?yōu)檎伎毡葹?.5，幅值為Uin，頻率為fs的方

6、波電壓，作為諧振網(wǎng)絡(luò)的輸入，對(duì)其進(jìn)行傅里葉分解，可得諧振網(wǎng)絡(luò)的輸入電壓us(t)為諧振網(wǎng)絡(luò)的輸出包括變壓、整流、濾波部分和直流輸出部分。如果輸出濾波電容足夠大，輸出電壓為恒定直流，則諧振網(wǎng)絡(luò)的輸出電壓為占空比為0.5、幅值為Uo/2、頻率為fs的方波電壓。對(duì)其傅里葉分解，可得諧振網(wǎng)絡(luò)的輸出電壓的基波分量有效值為式中，n為變壓器一次繞組N1和二次繞組N2的電壓比；Req為倍壓整流電路的交流等效負(fù)載。將磁控管負(fù)載RL折算到變壓器一次側(cè)，可得3.2變換器的諧振電流諧振電流的大小對(duì)元器件的選擇、過(guò)電流保護(hù)和PCB布線等都有重要影響，因此分析諧振電流有利于電路的優(yōu)化設(shè)計(jì)。當(dāng)LLC諧振電路工作于諧振頻率時(shí)

7、，驅(qū)動(dòng)波形和電流波形如圖3所示。在忽略死區(qū)時(shí)間的情況下，諧振電流ir(t)為標(biāo)準(zhǔn)的正弦波。因在整個(gè)周期勵(lì)磁電感的電壓都通過(guò)變壓器被輸出電壓鉗位，勵(lì)磁電流im(t)線性變化，為三角波。則勵(lì)磁電流im(t)的最大值為3.3開(kāi)關(guān)管的零電壓導(dǎo)通條件開(kāi)關(guān)管實(shí)現(xiàn)零電壓（ZVS）導(dǎo)通時(shí)，必須滿足其輸入阻抗在感性區(qū)域內(nèi)，即需要使諧振網(wǎng)絡(luò)的輸入電流滯后于輸入電壓。用特征阻抗0rrZ=L/C對(duì)輸入阻抗進(jìn)行歸一化，得到令歸一化后的輸入阻抗的虛部為零，則此時(shí)的相角為零，可得到諧振網(wǎng)絡(luò)的輸入阻抗呈容性或者感性的臨界條件。固定Q和值，可求出臨界時(shí)候的歸一化頻率為也就是說(shuō)LLC諧振變換器實(shí)現(xiàn)ZVS導(dǎo)通，開(kāi)關(guān)頻率fs必須大于

8、臨界頻率fnZ。LLC諧振變換器能實(shí)現(xiàn)ZVS導(dǎo)通的另一個(gè)條件是兩個(gè)開(kāi)關(guān)管交替導(dǎo)通之間存在死區(qū)時(shí)間TD。死區(qū)時(shí)間不僅防止開(kāi)關(guān)管直通，而且為開(kāi)關(guān)管兩端的電壓變化提供時(shí)間，讓要導(dǎo)通的開(kāi)關(guān)管在驅(qū)動(dòng)脈沖到達(dá)之前將兩端電壓降為零。假設(shè)并聯(lián)兩個(gè)開(kāi)關(guān)管兩端的電容總量為CZVS，包括緩沖電容、開(kāi)關(guān)管寄生結(jié)電容以及各種雜散電容。當(dāng)開(kāi)關(guān)管動(dòng)作時(shí)，CZVS上的電壓會(huì)發(fā)生改變，且變化量為U=Uin。當(dāng)開(kāi)關(guān)頻率fsfnZ時(shí)，在一個(gè)開(kāi)關(guān)管截止時(shí)，諧振回路的電流都是為Immax，所以，為了保證零電壓導(dǎo)通，在其中一個(gè)開(kāi)關(guān)管截止后，諧振網(wǎng)絡(luò)的電流必須至少能在死區(qū)時(shí)間TD內(nèi)將電容4諧振網(wǎng)絡(luò)參數(shù)的優(yōu)化設(shè)計(jì)諧振元件的參數(shù)是LLC諧振變

9、換器的核心參數(shù)，直接影響到變換器的效率及工作可靠性，所以對(duì)諧振參數(shù)的優(yōu)化設(shè)計(jì)變得尤為重要。4.1高頻變壓器電壓比n為優(yōu)化諧振變換器的性能，應(yīng)該把額定輸入電壓時(shí)的工作點(diǎn)放置到串聯(lián)諧振頻率點(diǎn)處17,18。當(dāng)電路工作于諧振頻率時(shí)可見(jiàn)，用變換器的效率對(duì)理想分析時(shí)的電壓比進(jìn)行修正，可以優(yōu)化變換器的設(shè)計(jì)，使額定工作時(shí)工作頻率更加接近諧振點(diǎn)。4.2勵(lì)磁電感Lm變換器的損耗主要有開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)損耗、導(dǎo)通損耗、磁性元件引起的損耗、控制電路損耗和其他等效電阻引起的損耗，其中主要損耗為開(kāi)關(guān)損耗和磁性元件引起的損耗。開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)損耗分為導(dǎo)通損耗和截止損耗，因其實(shí)現(xiàn)ZVS導(dǎo)通，故導(dǎo)通損耗可以忽略。由諧振電流分析可知，開(kāi)關(guān)

10、管截止電流為勵(lì)磁電感的峰值電流Immax，故減小Immax值可以減小截止損耗。開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通損耗與導(dǎo)通電流成正比關(guān)系，所以減小諧振電流可以減小導(dǎo)通損耗。磁性元件的損耗分為銅損和鐵損，銅損與鐵損分別隨著諧振電流和勵(lì)磁電流增大而增大。從而，變換器的損耗與諧振電流和勵(lì)磁電流的大小有密切關(guān)系。減小電流是減小損耗，提高效率的有效方法。由式（11）和式（15）可知，增大勵(lì)磁電感Lm可以減小勵(lì)磁電流和諧振電流，故從提高變換器效率的方面講，勵(lì)磁電感Lm適宜取較大的值。通過(guò)式（22）可知，LLC諧振電路實(shí)現(xiàn)ZVS導(dǎo)通必須要求勵(lì)磁電感Lm足夠小，故在電路的實(shí)際設(shè)計(jì)中，取Lm值為其能夠保證電路ZVS導(dǎo)通的最大值，這樣

11、才能保證變換器有較高的效率。即勵(lì)磁電感Lm的取值為4.3諧振電感Lr和諧振電容Cr由式（8）和式（10）可知，品質(zhì)因數(shù)Q和電感系數(shù)影響諧振網(wǎng)絡(luò)的直流增益M(fn，Q)和LLC諧振變換器的直流增益Uo/Uin。圖4畫(huà)出了當(dāng)Q=0.4不變，諧振網(wǎng)絡(luò)的直流增益M(fn，Q)隨電感系數(shù)和歸一化頻率fn的變化曲線圖。從圖4可以看出諧振網(wǎng)絡(luò)的增益峰值隨著的增大而增大，且第二諧振頻率fm隨著的增大而右移。如果太大，則變換器增益變化率變高，頻率工作范圍過(guò)?。蝗绻?，則增益變化率太低，頻率工作范圍又過(guò)大。所以在選擇大小時(shí)，要保證在選定的頻率工作范圍內(nèi)，變換器在全部輸入電壓范圍內(nèi)都能穩(wěn)定輸出電壓。變換器空載運(yùn)行

12、時(shí)，要保證在最高輸入電壓和最高工作頻率時(shí)能達(dá)到額定輸出電壓，此時(shí)諧振網(wǎng)絡(luò)的直流增益最小。由文獻(xiàn)19的計(jì)算方法可求得此時(shí)的值為5仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證5.1仿真結(jié)果基于上述穩(wěn)態(tài)分析及諧振網(wǎng)絡(luò)參數(shù)的優(yōu)化設(shè)計(jì)，研制了一臺(tái)專為1kW變頻微波爐中磁控管負(fù)載供電的LLC諧振變換器樣機(jī)，經(jīng)多次仿真校正后，其主電路參數(shù)選擇如下：L1=120H，C1=5F，由仿真波形可以看出，開(kāi)關(guān)管能實(shí)現(xiàn)ZVS導(dǎo)通，諧振電容上的電壓波形為正弦波，證實(shí)了對(duì)倍壓輸出式LLC諧振變換器的穩(wěn)態(tài)分析和參數(shù)優(yōu)化設(shè)計(jì)的合理性。5.2實(shí)驗(yàn)結(jié)果采用單片機(jī)作LLC諧振變換器的主控器件，開(kāi)關(guān)管的最低開(kāi)關(guān)頻率為fsmin=20kHz，最高開(kāi)關(guān)頻率為fsmax

13、=40kHz。在當(dāng)微波爐中磁控管額定輸出時(shí)，實(shí)驗(yàn)波形如圖6所示。圖6a和圖6b分別為變換器在開(kāi)關(guān)頻率fs為20kHz和40kHz時(shí)測(cè)得的開(kāi)關(guān)管V2的驅(qū)動(dòng)電壓uGE和開(kāi)關(guān)電壓uCE的波形。導(dǎo)通和截止瞬間的電壓波形清晰地表明所設(shè)計(jì)的變換器工作在零電壓（ZVS）諧振狀態(tài)。圖6c為開(kāi)關(guān)頻率fs在20kHz時(shí)磁控管負(fù)載的輸出電壓波形UAK，其由直流電壓和一個(gè)100Hz的近似梯形波疊加而成。實(shí)驗(yàn)中，當(dāng)開(kāi)關(guān)頻率由20kHz逐漸變?yōu)?0kHz時(shí)，輸出電壓的平均值逐漸減小，輸出電壓的平均值基本上和開(kāi)關(guān)頻率呈線性關(guān)系。圖6d為測(cè)得的輸入電流和輸入電壓波形，可以看出輸入電流波形畸變很小，接近與正弦波。實(shí)驗(yàn)中，用功率

14、分析儀測(cè)得滿載時(shí)的電路功率因數(shù)可達(dá)0.971。微波爐供電電源帶磁控管負(fù)載時(shí)電源的輸出功率難以測(cè)定，為了有效測(cè)試電源的效率，在額定電壓輸入時(shí)，以一個(gè)16k的大功率電阻器（見(jiàn)圖2中RL）來(lái)模擬磁控管負(fù)載，通過(guò)改變開(kāi)關(guān)頻率來(lái)改變電源的輸出電壓，測(cè)得電源的效率與輸入功率之間的關(guān)系曲線如圖7所示。6結(jié)論研制了一臺(tái)微波爐專用軟開(kāi)關(guān)電源，其目的是代替?zhèn)鹘y(tǒng)微波爐中的工頻變壓器和半波倍壓整流電路，以此為磁控管供電，從而使普通微波爐升級(jí)為綠色節(jié)能環(huán)保產(chǎn)品變頻微波爐。充分的實(shí)驗(yàn)及運(yùn)行結(jié)果表明：（1）將LLC諧振變換器與倍壓整流電路相結(jié)合，作為磁控管供電的主電路拓?fù)涫强尚械模没ǚ治龇槠浣⒌姆€(wěn)態(tài)等效電路模型及其理論分析是正確的，導(dǎo)出的用于優(yōu)化設(shè)計(jì)變換器諧振網(wǎng)絡(luò)參數(shù)的公式是正確的，可推廣用于優(yōu)化設(shè)計(jì)同類變換器參數(shù)，如對(duì)高頻變壓器的電壓比n、品質(zhì)因數(shù)Q、勵(lì)磁電感Lm、諧振電感Lr及諧振電容Cr等核心參數(shù)進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì)。（2）對(duì)于所研究的電源，通過(guò)設(shè)定和不斷改變開(kāi)關(guān)頻率，可使電源輸出電壓在4kV以下線性調(diào)整以實(shí)現(xiàn)磁控管輸出功率的線性連續(xù)可調(diào)，主電路開(kāi)關(guān)管在204