iw規(guī)格書(shū)中文

1、IW1710機(jī)翻中文版IW1710數(shù)字PWM電流模式控制器，應(yīng)用準(zhǔn)諧工作模式1.0 產(chǎn)品特點(diǎn)原邊反饋簡(jiǎn)化了設(shè)計(jì)，并去除了光耦 準(zhǔn)諧振模式，提高的整體效率EZ-EMI ® 設(shè)計(jì)，輕松滿足全球EMI標(biāo)準(zhǔn)高達(dá)130 kHz的開(kāi)關(guān)頻率，適用于小尺寸變壓器極為嚴(yán)格的輸出電壓調(diào)節(jié)無(wú)需外部補(bǔ)償元件符合CEC/ EPA空載功耗和平均效率規(guī)定內(nèi)置輸出恒流控制與初級(jí)側(cè)反饋低啟動(dòng)電流（典型值10A）內(nèi)置軟啟動(dòng)內(nèi)置短路保護(hù)和輸出過(guò)壓保護(hù)可選的AC線路欠壓/過(guò)電壓保護(hù)輕負(fù)載時(shí)工作在PFM模式電流檢測(cè)電阻短路保護(hù)過(guò)溫保護(hù)2.0 說(shuō)明iW1710是一款高性能的AC/DC電源控制器，它采用數(shù)字控制技術(shù)，打造峰值電流

2、PWM模式反激式電源。iW1700工作在準(zhǔn)諧振模式，在重負(fù)載提供高效率，以及一些關(guān)鍵的內(nèi)置保護(hù)功能，同時(shí)最大限度地減少了外部元件數(shù)量，簡(jiǎn)化了EMI設(shè)計(jì)，降低材料成本的總費(fèi)用。iW1710不再需要次級(jí)反饋電路，同時(shí)實(shí)現(xiàn)出色的線性和負(fù)載調(diào)節(jié)。它在去除了環(huán)路補(bǔ)償元件的同時(shí)保證穩(wěn)定的工作。脈沖波形分析使環(huán)路響應(yīng)是比傳統(tǒng)的解決方案快得多，從而提高了動(dòng)態(tài)負(fù)載響應(yīng)。內(nèi)置電流限制功能可優(yōu)化變壓器設(shè)計(jì)，通用的離線應(yīng)用程序在很寬的輸入電壓范圍。在輕負(fù)載時(shí)超低的工作電流和和待機(jī)功率，保證iW1710是新管理標(biāo)準(zhǔn)和平均效率應(yīng)用的理想選擇。3.0 應(yīng)用 3.1 典型應(yīng)用電路4.0 引腳說(shuō)明引腳名稱類型說(shuō)明1NC-懸空腳

3、2VSENSE模擬輸入輔助電壓檢測(cè)（用于初級(jí)端調(diào)節(jié)）3VIN模擬輸入輸入端電壓平均值檢測(cè)4SD模擬輸入外部關(guān)斷控制。通過(guò)一個(gè)電阻連接到地，如不使用見(jiàn)10.165GND地地6ISENSE模擬輸入初級(jí)電流檢測(cè)（用于逐周期峰值電流控制和限制）7OUTPUT輸出外部MOSFET管柵極驅(qū)動(dòng)。8VCC電源輸入控制邏輯的電源和電壓檢測(cè)的上電復(fù)位電路。5.0 額定最大值參數(shù)符號(hào)數(shù)值單位VCC直流電壓范圍（PIN8 VCC）VCC-0.318V直流電源電流（PIN8 VCC）ICC20mAMOSFET柵極驅(qū)動(dòng)（PIN7 OUTPUT）-0.318V電壓反饋 （PIN2 VSENSE）-0.74V輸入端電壓檢測(cè)（

4、PIN3 VIN）-0.318VSD輸入（PIN4 SD）-0.318V功耗 TA25PD526mW最高結(jié)溫TJMAX125工作溫度TSTG-65150結(jié)到環(huán)境的熱阻JA160/W防靜電等級(jí)2000V閂鎖測(cè)試±100mA6.0 電氣特性VCC=12V -40至857.0 典型性能特性8.0 功能框圖9.0 工作原理iW1710采用了專有的初級(jí)側(cè)控制技術(shù)，去除了光耦反饋和傳統(tǒng)設(shè)計(jì)所需的二次調(diào)節(jié)電路的數(shù)字控制器。使AC / DC適配器的低成本得以降低。在高負(fù)載時(shí)iW1710采用臨界連續(xù)導(dǎo)電模式（CDCM）和脈沖寬度調(diào)制（PWM）模式，在輕負(fù)載時(shí)切換到脈沖頻率調(diào)制（PFM）模式，使功耗降至

5、最低，以滿足EPA2.0規(guī)范。此外，iWatt公司的數(shù)字化控制技術(shù)，實(shí)現(xiàn)了快速的動(dòng)態(tài)響應(yīng)，嚴(yán)格的輸出調(diào)節(jié)，以及初級(jí)側(cè)控制，多項(xiàng)保護(hù)電路功能。參照?qǐng)D8.1中，基于所述線路電壓和輸出電壓的反饋信號(hào)，數(shù)字邏輯模塊產(chǎn)生的導(dǎo)通和關(guān)斷的信號(hào)控制開(kāi)關(guān)，并以此來(lái)動(dòng)態(tài)地控制外部MOSFET的電流。系統(tǒng)環(huán)路通過(guò)數(shù)字誤差放大器內(nèi)部補(bǔ)償。充足系統(tǒng)的相位和增益裕度是由設(shè)計(jì)保證，且不需要外部模擬組件的環(huán)路補(bǔ)償。iW1710采用了先進(jìn)的數(shù)字化 控制算法，以減少系統(tǒng)設(shè)計(jì)時(shí)間，提高可靠性。此外，iW1710能精確控制的次級(jí)電流，且無(wú)需任何次級(jí)側(cè)檢測(cè)電路。內(nèi)置的保護(hù)功能包括過(guò)壓保護(hù)（OVP），輸出短路保護(hù)（SCP）和軟啟動(dòng)，交流

6、線路欠壓保護(hù)，過(guò)電流保護(hù)，和ISENSE故障保護(hù)。如果它檢測(cè)到它的任何檢測(cè)引腳被打開(kāi)或短路也iW1710自動(dòng)關(guān)閉。iWatt公司的數(shù)字化控制方案，專為滿足電源轉(zhuǎn)換設(shè)計(jì)所面臨的挑戰(zhàn)和權(quán)衡。這項(xiàng)創(chuàng)新技術(shù)非常適用于新法規(guī)對(duì)于節(jié)能模式要求的實(shí)用設(shè)計(jì)，如最低的成本，最小的尺寸和性能最高的輸出控制。9.1 引腳說(shuō)明PIN2 VSENSE從輔助繞組感應(yīng)信號(hào)輸入。用于調(diào)節(jié)次級(jí)輸出電壓的反饋電路。Pin3 VIN通過(guò)分壓電阻從整流線路獲取輸入端電壓信號(hào)，用于輸入欠壓和過(guò)壓保護(hù)。及在啟動(dòng)時(shí)給IC供電。Pin4 SD外部關(guān)斷控制。如果不使用關(guān)斷控制，該引腳通過(guò)一個(gè)電阻連接到GND。（詳見(jiàn)10.16）Pin5 GND

7、地Pin6 ISENSE初級(jí)電流檢測(cè)。用于周期峰值電流循環(huán)的控制。Pin7 OUTPUTMOSFET柵極外部開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)。Pin8 VCCIC電源，當(dāng)電壓到12V時(shí)IC啟動(dòng)，低于6V時(shí)IC關(guān)機(jī)。去耦電容應(yīng)連接在VCC和GND。9.2 開(kāi)機(jī)在啟動(dòng)之前VIN引腳可通過(guò)VIN和VCC之間的二極管給VCC電容充電（見(jiàn)圖8.1）。當(dāng)VCC完成充電且電壓高于啟動(dòng)閾值時(shí)VCC（ST），激活邏輯控制，打開(kāi)VIN的ENABLE開(kāi)關(guān)以及數(shù)模轉(zhuǎn)換器，檢測(cè)輸入電壓。一旦VIN引腳的電壓高于VINSTLOW，iW1710啟用軟啟動(dòng)功能。一種在啟動(dòng)狀態(tài)的自適應(yīng)的軟啟動(dòng)控制算法。在啟動(dòng)時(shí)，初始輸出脈沖將從小逐漸變大，直至完全脈

8、沖寬度。峰值電流的限制由電流峰值比較器(IPEAK)逐周期檢測(cè)控制。如果在任何時(shí)間VCC電壓低于VCC（UVL）閾值，則所有的數(shù)字邏輯復(fù)位。此時(shí)的VIN開(kāi)關(guān)關(guān)斷，使得VCC電容可以充電,重新達(dá)到啟動(dòng)閾值。9.3 了解主反饋圖9.2顯示了一個(gè)簡(jiǎn)化的反激式轉(zhuǎn)換器。當(dāng)開(kāi)關(guān)Q1導(dǎo)通(TON)，能量Eg（t）被存儲(chǔ)在電感LM中.整流二極管D1被反向偏置，電流IO通過(guò)次級(jí)電容CO給負(fù)載供電。當(dāng)Q1斷開(kāi)時(shí)，D1導(dǎo)通，存儲(chǔ)的能量Eg（t）傳遞到輸出端。為了精準(zhǔn)地調(diào)節(jié)輸出電壓，需要非常精確檢測(cè)到輸出電壓和負(fù)載電流。在DCM模式的反激轉(zhuǎn)換器中，該信息可以通過(guò)輔助繞組來(lái)獲取。在Q1導(dǎo)通期間，負(fù)載電流由輸出濾波電容器

9、CO供給。假設(shè)Q1兩端的電壓降為零，LM兩端的電壓VG（t）以及Q1的電流的上升斜率為：在導(dǎo)通時(shí)間結(jié)束時(shí)，電流上升到：該電流的儲(chǔ)能量：當(dāng)Q1截止，LM中的IG（T）強(qiáng)制反轉(zhuǎn)所有繞組的極性。忽略在關(guān)斷的瞬間所造成的漏感LK，初級(jí)電流轉(zhuǎn)移到次級(jí)處的峰值幅度：假設(shè)次級(jí)繞組為主繞組，輔助繞組為副繞組：輔助電壓由下式給出：圖9.3反映了輸出電壓。在負(fù)載上的電壓不同于二極管壓降和IR損耗的次級(jí)電壓。二極管壓降電流的函數(shù)，因?yàn)槭荌R損耗。因此，如果次級(jí)電壓總是讀在一個(gè)恒定的次級(jí)電流，輸出電壓和次級(jí)電壓之間的差值將是一個(gè)固定的V。此外，如果電壓可以當(dāng)二次電流較小讀取;例如，在輔助波形的拐點(diǎn)（見(jiàn)圖9.3），則V

10、也將是小的。與iW1710，V可以忽略。iW1710實(shí)時(shí)波形分析器讀取輔助回路的周期波形的一部分，產(chǎn)生一個(gè)反饋電壓VFB。該VFB信號(hào)精確地表示輸出電壓，并用于調(diào)節(jié)輸出電壓。9.4 恒壓模式經(jīng)過(guò)軟啟動(dòng)之后，數(shù)字控制模塊測(cè)量到輸出條件。它確定輸出功率電平，根據(jù)負(fù)載調(diào)整控制系統(tǒng)。如果這是在正常范圍內(nèi)，器件工作在恒壓（CV）模式，并改變脈沖寬度（TON）和關(guān)閉時(shí)間（TOFF），以滿足輸出電壓調(diào)節(jié)的要求。根據(jù)不同的線路和負(fù)載條件，在此模式下的PWM開(kāi)關(guān)頻率為30 kHz和130 kHz之間的。如果檢測(cè)到VSENSE上的電壓小于0.2 V，則判定變壓器的輔助繞組可能是開(kāi)路或短路，iW1710將關(guān)閉。9.

11、5 瞬態(tài)動(dòng)態(tài)負(fù)載有三種情況構(gòu)成在負(fù)載瞬態(tài)期間的電壓下降。VDROP（電纜）電壓的下降是由于電流會(huì)通過(guò)增加的連接器或電纜。影響負(fù)載瞬態(tài)電壓下降的第二成分為VDROP。VSENSE的信號(hào)能夠顯示輸出電壓的顯著下降。這是由值Vmin，或檢測(cè)到負(fù)載瞬態(tài)的參考電壓決定。Vmin越小這個(gè)電壓就越小。請(qǐng)記住，較小的Vmin比一個(gè)較大的Vmin使VSENSE容易受噪音干擾和失真。在電壓的最終壓降是由于從當(dāng)VSENSE下降值V min出現(xiàn)的下一個(gè)VSENSE的信號(hào)時(shí)的時(shí)間。在最壞的情況下，這是多少電壓期間最長(zhǎng)的切換期間下降。在這種情況下，較大的輸出電容大大減小了VDROP（IC）的。當(dāng)iW1710檢測(cè)到的輸出電

12、壓比額定輸出電壓更高時(shí)，就增大開(kāi)關(guān)周期從而降低輸出電壓。TPERIOD（CLAMP）指的是從高于額定輸出電壓到檢測(cè)到iW1710切換至額定輸出電壓的時(shí)間。快速的負(fù)載變化時(shí)，輸出電壓可能沒(méi)有及時(shí)調(diào)整。因此，對(duì)于這種情況下，當(dāng)電源變?yōu)閺目蛰d到重負(fù)載之前輸出電壓穩(wěn)定TPERIOD（CLAMP）替代TPERIOD（PFM 在公式9.8。9.6 諧振開(kāi)關(guān)模式為了降低MOSFET的開(kāi)關(guān)損耗和EMI，IOUT為50以上時(shí)iW1710采用諧振開(kāi)關(guān)模式。在諧振開(kāi)關(guān)模式，MOSFET開(kāi)關(guān)的導(dǎo)通點(diǎn)處于穿過(guò)漏極和MOSFET的源極諧振電壓的最低點(diǎn)（參見(jiàn)圖9.4）。開(kāi)關(guān)在VDS最低時(shí)，開(kāi)關(guān)損失將處于最小。以最低的VDS

13、打開(kāi)MOSFET產(chǎn)生最低的dv / dt，而諧振開(kāi)關(guān)模式也可減少電磁干擾。限制開(kāi)關(guān)頻率范圍，當(dāng)開(kāi)關(guān)頻率變得過(guò)高iW1710可能跳過(guò)谷部（見(jiàn)于圖9.4的第一個(gè)循環(huán)）。iW1710在恒流模式時(shí)處于諧振開(kāi)關(guān)模式。因此，在恒流模式時(shí)EMI和開(kāi)關(guān)損耗仍然是最小的。這個(gè)功能是優(yōu)于僅在恒壓模式期間支持諧振開(kāi)關(guān)模式的其他準(zhǔn)諧振技術(shù)。對(duì)于如充電器等主要工作在CC模式電源是有益的。9.7 恒流模式對(duì)在恒流模式（CC模式）在電池充電應(yīng)用是有用的。在這種模式下，iW1710將保持輸出電流的恒定，而不管輸出電壓，同時(shí)避開(kāi)了連續(xù)傳導(dǎo)模式。iW1710通過(guò)主電流檢測(cè)間接地檢測(cè)負(fù)載電流以保持恒流。初級(jí)電流由ISENSE引腳通

14、過(guò)從MOSFET的源極接地的電阻器進(jìn)行檢測(cè)。9.8 輕載時(shí)工作在PFM模式負(fù)載電流大于10時(shí)W1710工作在固定頻率的PWM模式和斷續(xù)模式。當(dāng)負(fù)載電流減小時(shí)，導(dǎo)通時(shí)間tON也將減小。當(dāng)負(fù)載電流下降到10以下時(shí)，控制器轉(zhuǎn)換到脈沖頻率調(diào)制（PFM）模式。然后，導(dǎo)通時(shí)間由線電壓進(jìn)行調(diào)制，并在關(guān)斷時(shí)間由負(fù)載電流調(diào)制。負(fù)載電流增大時(shí)設(shè)備會(huì)自動(dòng)返回到PWM模式下的。9.9 變頻運(yùn)行在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期，都會(huì)檢測(cè)VSENSE的下降。如果沒(méi)有檢測(cè)到VSENSE的下降沿，關(guān)斷時(shí)間將延長(zhǎng)，直到VSENSE的下降沿被檢測(cè)到。允許的最大變壓器復(fù)位時(shí)間為120微秒。當(dāng)變壓器復(fù)位時(shí)間達(dá)到最大值復(fù)位時(shí)，iW1710立即關(guān)閉。9.

15、10 內(nèi)部回路補(bǔ)償iW1710集成了一個(gè)內(nèi)部數(shù)字誤差放大器，對(duì)外部環(huán)路補(bǔ)償沒(méi)有要求。在一個(gè)典型的電源設(shè)計(jì)中，環(huán)路穩(wěn)定性有保證，以提供至少45°的相位裕量和-20dB增益裕量。9.11電壓保護(hù)功能iW1710包括防止輸入欠壓（UV）和過(guò)壓輸出功能（OVP）。輸入電壓是由VIN引腳監(jiān)測(cè)，輸出電壓由VSENSE引腳監(jiān)測(cè)。如果在這些引腳上的電壓超過(guò)各自的欠壓或過(guò)壓閾值的iW1710立即關(guān)閉。然而，IC仍偏向釋放VCC電源。一旦VCC低于UVLO閾值時(shí)，控制器復(fù)位，然后啟動(dòng)一個(gè)新的軟啟動(dòng)周期。控制器繼續(xù)嘗試啟動(dòng)，直到故障排除為止。9.12 PCL，OC和SRS保護(hù)峰值電流限制（PCL），過(guò)流保

16、護(hù)（OCP）和檢測(cè)電阻短路保護(hù)（SRSP）是內(nèi)置入iW1710特征。iW1710的ISENSE引腳能夠監(jiān)視初級(jí)峰值電流。逐周期進(jìn)行峰值電流的控制和限制。當(dāng)檢測(cè)到初級(jí)峰值電流乘以ISENSE檢測(cè)電阻大于1.1 V時(shí)，IC將立即關(guān)閉柵極驅(qū)動(dòng)器，直到下一個(gè)周期。在下一周期中輸出驅(qū)動(dòng)器將發(fā)出轉(zhuǎn)換脈沖，開(kāi)關(guān)脈沖將繼續(xù)，如果未達(dá)到所述OCP閾值，開(kāi)關(guān)脈沖將關(guān)閉。如果ISENSE檢測(cè)電阻短路，沒(méi)有檢測(cè)到過(guò)電流情況會(huì)有潛在的危險(xiǎn)。因此，IC被設(shè)計(jì)成檢測(cè)到檢測(cè)電阻短路后，保護(hù)功能立即被啟動(dòng)，關(guān)斷開(kāi)關(guān)。將VCC的電量釋放掉，一旦VCC低于UVLO閾值時(shí)，控制器復(fù)位，然后啟動(dòng)一個(gè)新的軟啟動(dòng)周期?？刂破骼^續(xù)嘗試啟動(dòng)，

17、但不完全的啟動(dòng)，直到故障被清除。9.13關(guān)閉iW1710關(guān)機(jī)（SD）引腳提供的保護(hù)功能：防止過(guò)熱（OTP）和額外的過(guò)壓保護(hù)（OVP）。iW1710會(huì)在監(jiān)測(cè)過(guò)熱故障和過(guò)壓故障間切換。iW1710SD引腳連接一電流并流過(guò)NTC檢測(cè)電阻，通過(guò)檢查引腳上的電壓以確定過(guò)熱情況。每周期都對(duì)SD引腳進(jìn)行過(guò)溫保護(hù)和過(guò)熱保護(hù)檢測(cè)，如在圖9.6示出SD引腳連接一個(gè)連接到地的電阻RSD到芯片內(nèi)部來(lái)進(jìn)行過(guò)電壓監(jiān)測(cè)。10 設(shè)計(jì)實(shí)例10.1設(shè)計(jì)流程本實(shí)例給出了iW1710反激式轉(zhuǎn)換的設(shè)計(jì)過(guò)程。參見(jiàn)圖12.1的應(yīng)用電路。此適配器的設(shè)計(jì)目標(biāo)如表10.1。符合UL，IEC，和CEC的要求。確定設(shè)計(jì)規(guī)格（Vout,Iout_ma

18、x ,Vin_m ax,Vin_min,line,Ripple specification紋波規(guī)范）確定產(chǎn)品型號(hào)確定RVIN電阻確定匝數(shù)比確定VIN導(dǎo)通時(shí)間確定勵(lì)磁電感確定初級(jí)匝數(shù) 確定次級(jí)匝數(shù)確定輔助繞組和Vcc電容確定Vsense的電阻繞制變壓器確定電流檢測(cè)電阻確定輸入電容確定輸出電容確定緩沖網(wǎng)絡(luò)確定電流檢測(cè)濾波器完成參數(shù)符號(hào)范圍輸入電壓VIN85265V頻率fin47-64Hz待機(jī)功耗PIN100mW輸出電壓VOUT12V輸出電流IOUT1.2A輸出紋波電壓VRIPPLE100mV輸出功率POUT15W效率80%10.2確定產(chǎn)品型號(hào)根據(jù)設(shè)計(jì)規(guī)范，選擇最適合的部分的設(shè)計(jì)。有關(guān)選項(xiàng)的詳細(xì)信息

19、，請(qǐng)參閱第14.0節(jié)。在下面的計(jì)算中，其中VFD的輸出二極管的正向電壓使用方程10.1為VOUT。在這個(gè)例子中，沒(méi)有電纜，所以VCableDrop為0 V，假設(shè)VFD是0.5，VOUT為： VOUT=12V+0V+0.5V=12.5V10.3輸入選擇VIN電阻器進(jìn)行選擇，主要按比例降低輸入電壓的集成電路。在IC輸入電壓默認(rèn)比例因子為0.0043，該管腳的內(nèi)部阻抗ZIN（25 K）。因此，在VIN電阻應(yīng)等同于從方程10.2，理想RVIN應(yīng)為5.79 M，較低的RVIN值可以減小電源的啟動(dòng)時(shí)間。RVIN的值會(huì)影響IC的（VINTON）的范圍。對(duì)于這個(gè)例子RVIN被選擇為5.1M因此請(qǐng)記住，改變RV

20、IN其它阻值時(shí)，啟動(dòng)的最小和最大輸入電壓也被改變。由于iW1710采用VIN來(lái)檢測(cè)輸入電壓，應(yīng)在輸入引腳VIN使用電容來(lái)過(guò)濾掉可能出現(xiàn)的信號(hào)噪聲。這對(duì)于在浪涌狀態(tài)下的線路尤其重要。10.4匝數(shù)比在PFM模式下的變壓器最大主次級(jí)匝比由最小可檢測(cè)的復(fù)位時(shí)間來(lái)確定。TRESET(min)設(shè)定為1.5us在這個(gè)例子中匝比選擇設(shè)為6。記住在諧振模式中，較高匝比具有較低的VDS導(dǎo)通電壓，這意味著較少的開(kāi)關(guān)導(dǎo)通功率損耗。還要考慮高匝比對(duì)對(duì)MOSFET（VDS）的電壓應(yīng)力增加的影響。以及低匝比對(duì)輸出二極管上的電壓應(yīng)力增加影響。10.5最大輸入伏秒值VINTON傳統(tǒng)的設(shè)計(jì)方式是，最大輸入伏秒值要滿足在滿負(fù)荷和最

21、低輸入電壓條件。因此iW1710的VINTON要滿足公式10.6和10.7的約束TRES如圖10.2 VDS的諧振周期。TRES可估計(jì)為約2微秒為起點(diǎn)，然后調(diào)節(jié)電源被測(cè)試之后。在滿足這兩個(gè)條件后（VINTON）最大可通過(guò)公式10.8確定VINDC（min）是大容量電容的最小輸入電壓。為了避免在正常工作期間輸入欠壓檢測(cè)，VINDC（min）應(yīng)高于輸入欠壓關(guān)斷限制進(jìn)行設(shè)定。假設(shè)TRES為2s，然后留一定的余量，我們?cè)诜匠?0.8設(shè)VINDC（min）為79 V另外，為了保證足夠的余量值，通常是：由于我們計(jì)算的534 V·微秒為我們的VINTON，我們有足夠的余量。10.6 勵(lì)磁電感iW1

22、710的一個(gè)特點(diǎn)是勵(lì)磁電感對(duì)CC曲線缺乏依賴。盡管恒定電流限制不依賴于勵(lì)磁電感，但勵(lì)磁電感對(duì)其仍有限制。電源的最大輸出功率需通過(guò)LM來(lái)調(diào)節(jié)。這由下式給出：X是變壓器的效率，在本例中我們假定它是87。最小LM由最大初級(jí)峰值電流決定。 最大ISENSE電壓對(duì)應(yīng)VREG-TH。RIsense計(jì)算見(jiàn)10.11。因此，LM的下限為：在這個(gè)例子中，我們選擇LM為0.577 mH的。如果這些限制不給予LM足夠的寬度，增加（VINTON）MAX可提高對(duì)LM的上限。注意，不要超出上面（VINTON）MAX的限制。另外，請(qǐng)記住，如果（VINTON）MAX不滿足方程10.6和10.7，則不滿足滿負(fù)荷和最低輸入電壓的

23、條件限制，這些方程也見(jiàn)失效。10.7初級(jí)繞組為了保證變壓器飽和時(shí)，必須不能超過(guò)最大磁通密度。因此，最低初級(jí)繞組必須滿足BMAX是最大磁通密度，AE為磁場(chǎng)面積。從變壓器鐵芯數(shù)據(jù)，我們發(fā)現(xiàn)，在這個(gè)例子中BMAX為300mT。AE是22.6平方毫米,對(duì)應(yīng)的磁芯規(guī)格為EE19在這個(gè)例子中，初級(jí)匝數(shù)選擇90。10.8 次級(jí)繞組從初級(jí)繞組的匝數(shù)，得到次級(jí)繞組。因此，在我們的例子：10.9 輔助繞組和VCC電容iW1710偏壓繞組提供的VCC應(yīng)低于16 V，確保正常工作期間VCC不超過(guò)16V設(shè)定VCC約為10 V選擇的NBIAS要接近這個(gè)數(shù)字，在這個(gè)例子中，我們選擇12圈。VCC電容（CVCC）在正常工作時(shí)

24、給IC供電，并在啟動(dòng)之前檢測(cè)其電壓以確保在啟動(dòng)和運(yùn)行的電壓范圍。啟動(dòng)時(shí)間是多快由此電容充電情況決定。10.10 VSENSE電阻和繞組輸出電壓調(diào)節(jié)主要由反饋信號(hào)VSENSE確定。在IC內(nèi)部，VSENSE比較參考電壓VSENSE（標(biāo)稱值）。其中，VSENSE（標(biāo)稱值）為1.538 V從這里我們可以找到需要的RBVsns和RTVsns的比例。在這個(gè)例子中，我們?cè)O(shè)置RTVsns為24k。假設(shè)VSENSE與VCC我們使用相同的繞組：此時(shí)已經(jīng)完成變壓器的設(shè)計(jì)，我們需驗(yàn)證變壓器是否合乎要求。10.11 電流檢測(cè)電阻Isense電阻決定電源的最大輸出電流。輸出電流的電源的情況。當(dāng)輸出的最大電流是時(shí)，在ISE

25、NSE引腳的電壓（visense）應(yīng)達(dá)到最大。因此，在恒定電流時(shí)在此方程中帶入10.20iw1710的 KC是0.5伏，因此RIsense取決于最大輸出電流從表10.1給出了輸出電流為1.2，因此，RIsense是我們建議RIsense使用±1%公差的電阻10.12 輸入大電容輸入大電容，CBULK需要保持在電壓下降是依然有足夠的輸入功率保持恒定的輸出功率。因此CBULK必須是：VINAC（MIN）是輸入到電源的最小輸入電壓（有效值），F(xiàn)LINE是最低電源頻率（47赫茲）。 VINDC（min）由方程10.9計(jì)算。10.13 輸出電容輸出電容影響電源的穩(wěn)態(tài)紋波和動(dòng)態(tài)響應(yīng)假設(shè)一個(gè)理想的

26、電容器的ESR（等效串聯(lián)電阻）和ESL（等效串聯(lián)電感）可以忽略不計(jì)，然后：輸出電容器給負(fù)載供電時(shí)，次級(jí)電流輸出 ISEC(pk)為保持輸出電壓（紋波）為100 mV在這種計(jì)算中ESR和ESL被忽略；但計(jì)算仍然有效，因?yàn)樵陔娫吹妮敵龆擞械诙?jí)LC濾波器，這兩個(gè)組件能減少ESR和ESL的波紋；然而現(xiàn)實(shí)中紋波會(huì)比計(jì)算稍高。假設(shè)負(fù)載從空載到輸出電流（高）。然后從9.5節(jié)，方程9.8我們發(fā)現(xiàn)輸出電容（Cout（動(dòng)態(tài)）和Vdrop（IC）之間的關(guān)系然后解決Vdrop（IC）從圖9.4，在VDynamic(DROP) 是允許的最大電壓降為設(shè)計(jì)過(guò)程中的動(dòng)態(tài)響應(yīng)，VDROP(Cable)是由于電纜電阻

27、的電壓降，并VDROP(sense)是在電壓下降到之前的信號(hào)是足夠低的注冊(cè)動(dòng)態(tài)響應(yīng)。在TP(No load)是無(wú)負(fù)載條件下的最大的周期，通過(guò)公式10.30：假設(shè)電源效率在無(wú)負(fù)載（無(wú)負(fù)載）是50%，在瞬態(tài)負(fù)載從空載到50%負(fù)載，我想讓VOUT（PCB）的下降不超過(guò)1 V。COUT(Dynamic)應(yīng)為由于沒(méi)有電纜，VDROP(cable)為0V 帶入方程10.19在COUT(Dynamic)和COUT(Steady State)之間選擇較大的電容值。在此為680F10.14 緩沖網(wǎng)絡(luò)緩沖網(wǎng)絡(luò)的作用是MOSFET開(kāi)關(guān)其間減少電壓應(yīng)力。我們的目標(biāo)是消除變壓器的漏感能量。保守的設(shè)計(jì)是假設(shè)的漏感能量只通

28、過(guò)緩沖消耗。因此，LLK可以從變壓器測(cè)得，VDS是MOSFET兩端的電壓。Vsnub（PK）和Vsnub（Val）是緩沖電容器兩端的電壓。選擇一個(gè)Csnub，CsnubY越小在MOSFET上的電壓應(yīng)力越大。然而，電容越大越昂貴。在滿足Vsnub（PK）和Vsnub（Val）標(biāo)準(zhǔn)的基礎(chǔ)上選擇Csnub。現(xiàn)在需要一個(gè)電阻來(lái)消耗在柵極驅(qū)動(dòng)器導(dǎo)通期間的Vsnub（PK）至Vsnub（Val）間的能量。這個(gè)電阻消耗了：利用公式10.32解決Rsnub。這里給予CSNUB和RSNUB保守的估值。包含二極管和串聯(lián)電阻的緩沖網(wǎng)絡(luò)中。當(dāng)MOSFET關(guān)閉時(shí)二極管將電流緩沖到電容器；在MOSFET重新打開(kāi)后有反向電

29、流流過(guò)二極管。反向電流的發(fā)生是因?yàn)樵诙O管從正偏到反偏的瞬間二極管仍處于導(dǎo)通狀態(tài)。這種扭曲的下降沿信號(hào)會(huì)通過(guò)VSENSE影響到IC的工作狀態(tài)。因此，與二極管串聯(lián)的電阻能在MOSFET重新打開(kāi)后減少流過(guò)二極管的反向電流。10.15 消除Ton延時(shí)iw1710還包含一個(gè)功能，允許調(diào)整高壓線和低壓線路的恒定電流曲線的匹配。高壓線和低壓線路的不匹配是由于IC的傳輸延遲，驅(qū)動(dòng)導(dǎo)通延遲，及MOSFET的導(dǎo)通延遲造成的。MOSFET柵極電阻會(huì)進(jìn)一步增加驅(qū)動(dòng)導(dǎo)通延遲。 iW1710通過(guò)對(duì)這些因素的計(jì)算來(lái)靈活的調(diào)整對(duì)延遲的補(bǔ)償。RDly和CDly提供額外的延遲補(bǔ)償。確定RDly和CDly的數(shù)值應(yīng)遵循這些步驟：1.無(wú)濾波元件限制測(cè)量高壓線和低壓線路的恒定電流之間的差異。2.從圖11.1找到這種差異的最佳匹配曲線。3.找到匹配電源的LM和tRC4.從10.33找到RDly和CDly的方程10.16 SD保護(hù)SD引腳可配置的保護(hù)提供三種不同的類型：過(guò)熱保護(hù)、過(guò)壓保護(hù)、過(guò)熱和過(guò)壓保護(hù)。圖10.3顯示了三種配置和沒(méi)有OTP及過(guò)壓保護(hù)的情況。僅過(guò)熱保護(hù)（圖10.3a） iW1710通過(guò)檢測(cè)流過(guò)SD引腳