基于DSP的大功率數字化超聲波逆變電源_第五章超聲電源的電路設計

1、第五章 超聲電源的電路設計本章對除DSP控制系統(tǒng)以外的超聲波電源電路進行了分析設計和參數選擇，包括主電路、緩沖電路、驅動電路和輔助電源的設計。本次設計的超聲波電源基本參數和要求如下：額定輸入：三相380V交流電；頻率fs=50Hz； 額定輸出：功率P0=3kW；頻率f0=20kHz左右；壓電換能器參數：靜態(tài)電容：C0=25nF；動態(tài)電容：Cm=83pF；動態(tài)電感：Lm=763mH；動態(tài)電阻：R0=16。5.1主電路設計主電路作為超聲電源的功率電路部分，起著將三相工頻交流電源轉換為單相超聲頻電源的作用，它由整流濾波電路，逆變器電路，開關管緩沖電路、高頻輸出變壓器和換能器匹配網絡五部分構成，根據第

2、二章的分析，本次設計的超聲波電源主電路采用全橋拓撲結構，具體結構如圖5-1所示。圖5-1超聲電源主電路原理圖Fig.5-1 The schematic diagram of the ultrasonic powers main circuit三相交流電通過二極管D1D6不控整流，電感L1，電容C1、C2穩(wěn)壓濾波后，轉換為直流電壓源，由IGBT開關管VT1、VT2、VT3、VT4構成的全橋逆變器再將此直流電壓轉換為單相超聲頻交流電，送交高頻變壓器TF輸出到由L3、L4和C8構成的T型匹配網絡上，最終在換能器回路中形成超聲頻電流，該電流將激勵換能器中的壓電晶體產生同頻的超聲機械振動，從而完成整個電

3、聲轉換過程。(1)整流二極管選型41根據電路理論，三相交流整流電路空載時輸出的平均電壓Ud最大，則整流二極管D1D6承受的最大反向電壓可由公式(5.1)求出，其中Uab=380V為電源電壓。UDmax=2.45=538V (5.1) _超聲電源額定功率P0=3kW，三相不控整流平均輸出電壓Ud=514V，設整流橋、逆變器和輸出變壓器的效率都是90%，則整流后輸出的電流平均值如公式(5.2)所示：Io=PoUd×0.9×0.9×0.9_=8A (5.2)則二極管中流過的平均電流公式(5.3)所示：ID=1=2.95A (5.3) 1.57為保證安全，二極管D1D6的

4、額定電流應為其平均電流的1.5或2倍，即IVD=(1.52)×ID=(4.435.9)A (5.4)考慮到電網波動等各種不利因素，二極管的耐壓應為其最大反向電壓的兩倍，即 UVD=2×UDmax=1076V (5.5) 因此，參考公式(5.4)和(5.5)，可選擇額定電壓為1200V，額定電流為10A的二極管。(2)穩(wěn)壓濾波電容的選型為滿足平滑交流電的需要，穩(wěn)壓電容C1應滿足：RC1(35)T (5.6) 2由公式(5.6)可求出C1=2000uF，則穩(wěn)壓電容C1可選用電容型號為2000uF/1000V的電解電容，小電容C2主要用于濾去高頻干擾，根據實際經驗，C2可選用1u

5、F/1000V的無感電容。(3)功率管IGBT的選型IGBT所承受的正向電壓值就是前端整流器的輸出電壓Ud，Ud空載時最大，其值為Ud=538V?？紤]到留有一定裕量，選取功率開關管IGBT的額定耐壓值UVT=2Ud1000V，由于超聲波電源的負載處于諧振狀態(tài)，功率因數較大，這里取值為0.95，基波電流值如公式(5.7)所示：I1=Po3000=6.32(A) (5.7) UAB1cos500×0.95則留有裕量后，IGBT的額定電流可按照公式(5.8)取為：IVT=2I1=17.8A (5.8)(4)開關管緩沖電路的選型本次設計中的緩沖電路起著保護開關管安全工作，并實現全橋逆變器軟開

6、關的重要作用，它的設計方法在下一節(jié)中詳細闡述。(5)高頻變壓器和匹配網絡的選型42高頻輸出變壓器和匹配電路的參數計算已在第四章中說明，此處不再贅述。5.2 IGBT的關斷緩沖吸收電路一般而言，PCB布線不可避免的會產生一定的布線電感L，因此當功率開關器件關斷時會產生自感電壓uL=Ldidt，IGBT的開關時間約為1us，而關斷時電流I又比較大，所以uL是一個很大的尖峰電壓，該電壓與直流母線電壓相疊加后施加在IGBT的集電極和發(fā)射極之間，如圖5-2所示，如果尖峰電壓太大，則可能在疊加后超出IGBT的安全電壓范圍，從而損壞功率開關器件。圖5-2 IGBT關斷時電壓電流波形Fig.5-2 The v

7、oltage & current waveforms during IGBT switching off由以上分析可知，為了保護IGBT并減小開關損耗，需要對IGBT設置緩沖電路。本文中選用RCD型緩沖電路，原理圖如圖5-3所示：圖5-3 RCD型緩沖電路Fig.5-3 RCD absorbing circuits(1)RCD型緩沖電路的工作原理下面以VT1為例說明RCD型緩沖電路的工作原理，開關管VT1關斷時，電流通過二極管VD1直接給緩沖電容C1充電，由于電容兩端的電壓不能突變，所以在IGBT功率管的關斷過程中集電極和發(fā)射極間電壓Vce近似保持為零，即吸收了關斷時的尖峰電壓；當VT

8、1開通時，由于二極管的反偏截止，緩沖電容C1通過電阻R1放電，這樣可限43制放電電流，減小了開關管的電流應力。(2)RCD型緩沖電路的參數選擇RCD的參數選擇和IGBT的關斷時間tS，關斷后IGBT集射極間電壓US，關斷時輸出變壓器原邊繞組電流IS和開關頻率f均有關系，下面將對其進行詳細的選型分析。(a) C參數選擇為了簡化分析，可設在關斷過程中IS保持不變，則流經IGBT的電流IG=ISttS線性下降，緩沖電容的充電電流如式(5.9)：IC=ISIG=(1tIS,0ttS (5.9) tSIGBT集射極間電壓Uce在tS時間內上升到US，則須滿足公式(5.10)：Uce=IStS1tsIdt

9、=US (5.10) C2CC0由此，可推出緩沖電容的容量如式(5.11)：C=IStS (5.11) 2US緩沖電容容量C越大，則在IGBT關斷過程中抑制過電壓和電壓上升率的效果越好，但隨著C增大的同時，緩沖電阻R上消耗的能量也越來越大，除了造成能量浪費之外還將使緩沖電阻的體積變大，最終使得整個緩沖網絡的體積過分龐大，因此C的取值要根據實際情況綜合考慮。(b) R參數選擇緩沖電容C應在IGBT導通時段內充分放電，可認為該段時長為8f，C的放電常數=RC，則應有：f>4RC，由此式可推出緩沖電阻的阻值表達式如式(5.12)：R<1 (5.12) 32fC若不計IGBT導通損耗，則緩

10、沖電容C中儲能完全消耗在緩沖電阻R上，因此，緩沖電阻的功率表達式應為如式(5.13)：12PR=CUSf (5.13) 2緩沖電阻阻值R越小越有利于緩沖電容充分放電，但R值過小則不能有效抑制電路振蕩并增加IGBT開通時的電流應力，而過大則會影響到電容放電，因此R的選型也應根據實際情況綜合考慮。(c) D參數選擇由于本文所設計的超聲電源頻率較高，則IGBT關斷時間tS也很小，而二極管承受電流沖擊的能力較強，因此可按照平均電流選擇二極管，則有公式(5.14)：IVDS=1ts1Idt=fIStS (5.14) CT0244 在實際應用中為避免由于二極管過快關斷而引起的高頻振蕩，本次設計中選擇了具有

11、軟恢復特特性的高頻硅二極管。5.3輔助電源設計本次設計中所需要的輔助電源有：(1)+15V電源，作為IGBT驅動電源，以及部分保護電路電源等； (2)+12V、-12V電源，為控制系統(tǒng)的模擬集成電路提供電源，如運放等； (3)+5V電源，為控制系統(tǒng)通用集成電路供電；(4)+3.3V、+1.8V為DSP芯片供電(由專用芯片TPS767D318提供)。為了簡化設計，提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性，輔助電源中的+15V、+5V、+12V和-12V電源采用以TOP227集成電源芯片為核心的開關電源，本次設計中輔助電源采用反激拓撲結構，這樣可以利用副邊多繞組變壓器產生多路輸出的同時只需要一塊TOP227芯片，TOP2

12、27作為新型三端離線式PWM開關芯片，將開關電源的PWM控制器和MOSFET功率開關管集成在一片芯片上，該芯片具有多種封裝形式，本次設計采用的是TO-220封裝形式的芯片，它外部只有漏極、源極和控制極三個引腳，使用起來非常方便，而且由于PWM控制器和MOSFET開關管封裝在一起，有效地減小了高頻輻射，提高了電磁兼容性，具體電路詳見附錄。5.4驅動電路選型與設計常用的開關管器件可分為BJT、MOSFET和IGBT三大類，表5-1分別對它們的驅動特性做了分析。表5-1電力電子開關管性能比較 Tab.5-1 Comparison of power switches比較項目 功率容量 開關頻率 驅動電

13、路 驅動類型雙極性晶體管 中等（<2KW） 低（<20KHZ）簡單 電流型VMOS開關管 中等（<2KW） 高（>100KHZ）一般 電壓型IGBT開關管 大（>2KW） 中（<200KHZ）復雜 電壓型因為本次設計的超聲電源功率大，而頻率相對并不算高。所以IGBT為本次設計最合適的功率器件47，IGBT作為電壓控制型器件,可以通過控制其柵極電壓來控制IGBT的開通和關斷，相對而言，IGBT驅動功率較小，且飽和導通后壓降小，但由于IGBT的開關特性和安全工作區(qū)域都會隨著驅動電路驅動能力的不同而改變，具體如圖5-4(a)和5-4(b)所示，所以為降低功耗并保證

14、IGBT的安全工作，設計合適高效的驅動電路就顯得很重要48-50。45(a)柵極電壓Uce與IGBT導通 (b)柵極電壓Uce與短路電流Isc和電阻Ron關系曲線 安全短路時間關系曲線圖5-4 IGBT特性曲線Fig.5-4 the characteristic curve of IGBT(1)IGBT驅動電路設計要素為提高電源工作效率，延長開關管壽命，在設計IGBT驅動電路時，必須考慮到以下幾個方面：(a)開關動態(tài)驅動能力IGBT的柵極間寄生電容較大，在IGBT導通之前先要對該電容充電，只有當柵極電容上的充電電壓大于其導通閥值時，IGBT才能導通，因此，驅動電路的驅動能力一定要足夠大，這樣才

15、能在較短的時間內完成對柵極電容的充電，縮短開通時間，減小開通損耗，此外還應注意的是，為防止由于PCB布線電感和柵極電容所引起的震蕩，應在柵極處串聯(lián)一個合適的柵極電阻。(b)提供正向柵壓的能力由于IGBT導通后的飽和壓降和柵極電壓有關，由上圖柵極電壓Uce與IGBT導通電阻Ron的關系曲線可知，導通電阻Ron隨著柵極電壓Uce的增大而減小，所以，在同樣輸出功率的條件下，Uce越大，導通時的壓降就越小，則器件的通態(tài)損耗也越小，因此，為減小導通損耗應盡可能地提高導通時的柵極電壓，但是由柵極電壓Uce和安全短路時間關系曲線可知，為了保障IGBT具有足夠的安全短路時間，Uce的值不應過大，因此一般IGB

16、T的Uce取15V左右。(c)柵極反向關斷電壓一般而言，當IGBT的柵極電壓為零時，IGBT處于關斷狀態(tài)，但為了保證在柵極電路上出現噪聲信號時IGBT仍能關斷，關斷時應在柵極上施加一個反向負壓，從另一方面來說，柵極電壓在關斷時呈現負壓也有助于柵極寄生電容放電，有利于IGBT更快的關斷，因此，驅動電路在關斷時提供負壓是必要的。(d)主電路與控制電路電氣隔離由于超聲電源的逆變器電路上存在高電壓和大電流，為保證在主電路出現故障時不至于燒毀整個控制板，必須存在隔離電路將控制電路和主電路隔離起來。(2)1GBT驅動電路的選型與設計46常用的IGBT驅動電路可分為有隔離和無隔離兩大類，其中有隔離驅動電路又

17、可分為脈沖變壓器隔離和光耦隔離兩種51，分別如圖5-5、圖5-6和圖5-7所示。圖5-5 IGBT直接驅動電路Fig.5-5 The schematic diagram of direct drive circuit for IGBT該電路利用由三極管組成的推挽電路直接驅動IGBT，其中雙向穩(wěn)壓管是為了保護IGBT的驅動電壓不至于過大，這種電路構造簡單，但是缺乏隔離電路，而且在IGBT關斷時提供負壓的能力不強。圖5-6光耦隔離驅動電路Fig.5-6 Isolating drive circuit with optical couple采用光耦可以有效地隔離逆變器和控制電路，但是這種電路的開關速

18、度要受到光耦開關速度的制約，即整個驅動電路的開關頻率不可能大于光耦的最高開關頻率，而且也存在提供關斷負壓能力不強的問題。圖5-7變壓器隔離驅動Fig.5-7 Isolating drive circuit with transformer采用變壓器隔離的驅動電路具有開關頻率高，驅動功率大和提供關斷負壓能力強的優(yōu)點，因此本次設計中采用了變壓器隔離驅動的方式，并對上面電路進行了一些改動進一步增強了驅動能力和穩(wěn)定性，具體如圖5-8所示。47CBTE圖5-8功率管驅動電路 Fig.5-8 Drive circuit for IGBT該驅動電路采用脈沖變壓器耦合隔離電路，這樣可以提供足夠大的驅動功率有利

19、于減少開關損耗。當PortA為高電平時，Q1導通，Q2截止，T1原邊同名端A為高電平，則二次側繞組a點也為高電平，D3、D4導通，a點輸出電流經過D3、D4、R4對IGBT門射極間寄生電容充電，迅速建立驅動電壓，IGBT開通。當OUTA為低電平時，Q1截止，Q2導通，脈沖變壓器A點為負電平，則a點也為負電平，Q3導通，IGBT門射極間寄生電容迅速放電，IGBT關斷。圖中C1起隔直作用，防止脈沖變壓器單向磁飽和，D5、D6為穩(wěn)壓二極管，起到抑制IGBT驅動電壓過沖，保護IGBT的作用。5.5保護電路設計為了保證電源系統(tǒng)穩(wěn)定可靠地工作，必須設計合適的電源保護電路，本次設計的超聲波電源采用了過流保護

20、、過壓保護和溫度保護三種保護電路，為電源的穩(wěn)定工作提供了可靠的保證，考慮到DSP系統(tǒng)的電源電壓為3.3V,因此，保護輸出信號必須先經過電平轉換后才能送入DSP的GPIO口。 5.5.1過流保護電路設計圖5-9過流保護和虛假過流屏蔽電路圖Fig.5-9 The schematic diagram of over-current protection with fake over-current shieldR1將互感器的交流電流轉換成交流圖5-9中T為安置在逆變主回路的電流互感器，電壓，經整流橋D1轉換為直流電壓，再由C1、C2穩(wěn)壓濾波，變?yōu)槠椒€(wěn)的直流電壓，經48R2、R3串聯(lián)分壓后在R3上形成

21、閥值電壓，當主回路中電流超過閥值時，穩(wěn)壓管D2被擊穿，R4上產生高電平，電容C3通過R5充電，三極管Q的基極電位開始升高，若穩(wěn)壓管D2的導通時間大于C3的充電時間，該電容充電電壓將使三極管Q飽和導通產生高電平輸出信號，將該信號送至鎖存器鎖存后即為過流信號，若是虛假過流，D2短暫導通后即截止，C3充電不足，不能使Q飽和導通產生過流信號。因此，該保護電路同時還具有虛假過流屏蔽功能。此外，在該保護電路中，通過調節(jié)可變電位器R4可以調整使保護動作的閥值電流，而保護的靈敏度取決于R5的阻值。5.5.2過壓保護電路為了防止高電壓對電源的損害并維護操作人員的安全，設計了過電壓保護電路，當逆變器的輸入端電壓大

22、于預設置的保護電壓時保護啟動，電源自動關閉。具體電路如圖5-10所示，比較器的同相輸入端連接可調節(jié)的預設值電壓，反相輸入端連接經分壓后的逆變器輸入電壓，當過壓產生時，比較器輸出低電平，光耦內發(fā)光二極管停止發(fā)光，則光耦的接受對管關閉，其集電極上產生高電平，將此高電平信號送入鎖存器，形成過壓保護。圖5-10過壓保護電路圖Fig.5-10 The schematic diagram of over voltage protection5.5.3溫度保護電路由于IGBT開關損耗和通態(tài)損耗都會轉換為熱量散發(fā)出來，因此，超聲電源在長時間工作時IGBT上會產生明顯的溫升，而溫升會影響到IGBT的安全工作區(qū)域

23、，所以需要對開關管進行溫度保護，溫度保護可通過在IGBT的散熱片上安裝溫控開關，并將溫度開關的一端與+15V電源引腳相連，另一端與保護電路相連，具體如圖5-11所示，當散熱片的溫度達到閥值時，溫度開關由斷開狀態(tài)變?yōu)榻油顟B(tài)，則C上電位由低電平變?yōu)楦唠娖綇亩敵鰷囟缺Ｗo信號到鎖存器，關閉電源。49圖5-11溫度保護電路Fig.5-11 The schematic diagram of temperature protection 因為三種保護電路的保護動作都是關閉電源，因此可將三者綜合起來，形成綜合保護電路。具體電路連接如圖5-12所示，即三路保護信號有一路有高電平時，經過反相器后形成低電平，再經過與非門形成高電平信號，將該信號送交鎖存器鎖存后即形成綜合保護信號。圖5-12保護信號處理電路Fig.5-12 The schematic diagram of guard signals process5.6本章小結本章根據前面所設計的超聲電源拓撲結構，對主電路元件選型做了分析計算，并通過對比現有的幾種功率開關管的性能，選擇了IGBT作為全橋逆變器的開關器件，然后分析了常用的幾種IGBT驅動電路性能，在此基礎上設計了本文的驅動電路。除此之外，還設計了過流保護、過壓保護、溫度保護和緩沖電路等輔助性電路，并對以上