一種單級隔離型軟開關(guān)功率因數(shù)校正變換器.docxVIP

1、2018年7月電工技術(shù)學(xué)報(bào)Vol.33No.14第33卷第14期TRANSACTIONSOFCHINAELECTROTECHNICALSOCIETYJul.2018DOI:10.19595/ki.l000-6753.tces.l70521種單級隔離型軟開關(guān)功率因數(shù)校正變換器章治國I劉俊良2郭強(qiáng)I陳艷1(1.重慶市能源互聯(lián)網(wǎng)工程技術(shù)研究中心(重慶理工大學(xué))重慶4000542.重慶郵電大學(xué)自動(dòng)化學(xué)院重慶400065)摘要針對硬開關(guān)功率因數(shù)校正(PFC)變換器開關(guān)損耗大、電磁輻射嚴(yán)重的問題，提出一種具有軟開關(guān)的單級隔離型PFC變換器。該變換器在一次側(cè)功率管導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)段均能向二次側(cè)傳遞能量，兼具正激

2、和反激變換器的特性。通過利用隔離變壓器的漏感與電容形成諧振使得輸出二極管零電流關(guān)斷(ZCS),同時(shí)一次側(cè)主開關(guān)管和有源鉗位開關(guān)管均以零電壓開通(ZVS),所有功率開關(guān)管均工作在軟開關(guān)狀態(tài)，變換器的開關(guān)損耗降低。詳細(xì)分析變換器的工作原理、運(yùn)行特性以及參數(shù)設(shè)計(jì)，并搭建實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，驗(yàn)證了理論分析的正確性和有效性。關(guān)鍵詞：功率因數(shù)校正諧振零電流關(guān)斷零電壓開通軟開關(guān)中圖分類號：TM46ASingleStageIsolatedSoftSwitchingPowerFactorCorrectionConverterZhangZhiguo1LiuJunliang2GuoQiang1ChenYan1(1.Energ

3、yInternetEngineeringResearchCenterofChongqingCityChongqingUniversityofTechnologyChongqing400054China2.CollegeofAutomationChongqingUniversityofPostsandTelecommunicationsChongqing400065China)AbstractSincehardswitchingPFCconvertershavelargeswitchinglossesandseriouselectromagneticradiation,anovelsingle-

4、stageisolatedsoft-switchPFCtopologyispresented.Ithasthefeaturesofbothforwardandflybackconvertersthatcandeliverenergyduringtheturn-onandturnoffperiodsoftheprimarymainswitch.Thediodesinthesecondarysidecanbeturnedoffwithzerocurrentswitching(ZCS)conditionsbyformingresonantcavityonthesecondarysideofthetr

5、ansformer,andthezerovoltageswitching(ZVS)conditionscanbeachievedforthemainpowerswitchandtheactive-clampedone.Therefore,allthepowerconductorshavesoft-switchingperformanceandtheswitchinglossoftheconverterislow.Theoperationprinciples,characteristicsandparameterdesignoftheproposedconverterareanalyzedind

6、etail.Experimentalresultsoftheestablishedprototypearepresentedtoverifytheeffectivenessandaccuracyoftheoreticalanalysis.Keywords：Powerfactorcorrection(PFC),resonance,zerocurrentswitching(ZCS),zerovoltageswitching(ZVS),soft-switching國家自然科學(xué)基金(51607020)和重慶市教委科學(xué)技術(shù)研究項(xiàng)目(KJ1709209)資助。收稿日期2017-04-27改稿日期2017-

7、08-15AbVD2VDr3Lt-pCrLm2k不VDR2YDr|ZS+I'in2Si點(diǎn)穿DC/DC單元0引言電力電子技術(shù)的廣泛應(yīng)用的同時(shí)也給電網(wǎng)帶來了嚴(yán)重的諧波污染，降低了電網(wǎng)的傳輸效率和供電質(zhì)量U-3。國際電工委員會制定的諧波標(biāo)準(zhǔn)【EC61000-3-2對AC-DC變換器注入電網(wǎng)的諧波電流進(jìn)行了嚴(yán)格的限制4】。因此，AC-DC變換器通常需要具備功率因數(shù)校正(PowerFactorCorrection,PFC)功能以減少諧波來源以6】。具備PFC功能的隔離型AC-DC變換器通常采用兩級結(jié)構(gòu)的技術(shù)方案，該方案具有功率因數(shù)高、輸入電壓范圍寬等優(yōu)點(diǎn)。但是存在電路復(fù)雜、元器件多以及成本高等缺

8、點(diǎn)，僅適用于功率較大且性能要求較高的應(yīng)用場合。在中小功率領(lǐng)域，單級式PFC變換器因其電路拓?fù)浜唵?、體積小和成本低等優(yōu)點(diǎn)而受到廣泛的關(guān)注7,8?，F(xiàn)有單級式PFC變換器大多數(shù)工作于硬開關(guān)狀態(tài)W1,例如，有學(xué)者提出將Boost拓?fù)渑cFlyback拓?fù)浣Y(jié)合，形成單級PFC變換器，其Boost電感工作于斷續(xù)導(dǎo)通模式(DiscontinousConducionMode,DCM)以獲得較高的功率因數(shù)，但是變壓器的漏感與開關(guān)管寄生電容諧振而形成較大的電壓尖峰。文獻(xiàn)10,11所提出的變換器雖然能對漏感能量進(jìn)行回收，但其主開關(guān)管仍處于硬開關(guān)狀態(tài)，限制了工作效率和開關(guān)頻率的提升。為軟化開關(guān)過程，減小開關(guān)損耗和電磁輻

9、射，有學(xué)者利用串并聯(lián)諧振電路來改進(jìn)和優(yōu)化單級PFC變換器性能。文獻(xiàn)12,13中，提出了一種將Boost變換器與LLC諧振半橋進(jìn)行結(jié)合的拓?fù)洌瑢?shí)現(xiàn)了其開關(guān)管的軟開關(guān)條件，但是該變換器的直流母線電壓和開關(guān)管的電壓應(yīng)力較高。文獻(xiàn)14則提出一種雙Boost的PFC變換器，由于輸入電壓被兩個(gè)電容分壓，母線電壓大大降低，但其電路結(jié)構(gòu)比較復(fù)雜。反激變換器由于具有結(jié)構(gòu)簡單、元器件少且輸入輸出隔離等優(yōu)點(diǎn)，在中小功率領(lǐng)域獲得了廣泛應(yīng)用。但由于其變壓器漏感較大，會在開關(guān)瞬間產(chǎn)生較大的尖峰電壓，限制了其進(jìn)一步應(yīng)用。文獻(xiàn)15,16在反激變換器基礎(chǔ)上，增加了有源鉗位電路，在抑制開關(guān)管電壓尖峰的同時(shí)，實(shí)現(xiàn)了開關(guān)管零電壓開通

10、，但其二次側(cè)二極管仍存在反向恢復(fù)損耗。為進(jìn)一步提升效率，通過在反激變壓器二次側(cè)形成串聯(lián)諧振電路，使輸出側(cè)二極管具有零電流關(guān)斷(ZeroCurrentSwitching,ZCS)的性能嚇馬。本文提出一種單級式PFC變換器，利用Boost電感工作于DCM來實(shí)現(xiàn)PFC功能，當(dāng)占空比為固定值時(shí)具有較高功率因數(shù)。通過利用隔離變壓器的漏感與二次側(cè)電容形成諧振使得輸出二極管零電流關(guān)斷，同時(shí)一次側(cè)主開關(guān)管和有源鉗位開關(guān)管均以零電壓開通(ZeroVoltageSwitching,ZVS),所有功率開關(guān)管均工作在軟開關(guān)狀態(tài)。此外，該變換器在一次側(cè)主開關(guān)導(dǎo)通和關(guān)斷期間均能向二次側(cè)傳遞能量，兼具正激變換器和反激變換器

11、特性，因而磁心利用率高，隔離變壓器體積小，功率密度得到提升。本文將首先介紹該變換器的電路拓?fù)浼捌涔ぷ髟?，然后對其性能進(jìn)行分析，最后進(jìn)行實(shí)驗(yàn)樣機(jī)設(shè)計(jì)與驗(yàn)證，對實(shí)驗(yàn)結(jié)果進(jìn)行分析并得出相應(yīng)結(jié)論。1電路拓?fù)渑c工作原理1.1主電路本文提出的單級隔離型軟開關(guān)PFC變換器如圖la所示。其中VDriVDr4為橋式整流電路；晶、VDi、VD2>Cb和MOSFET管Si組成Boost拓?fù)洌O管VDi用來防止電流反向；MOSFET管Si同為DC-DC單元的主開關(guān)；MOSFET管S2和復(fù)位電容G構(gòu)成有源鉗位；Lr為變壓器漏感；Lm為變壓器的勵(lì)磁電感；Cs為諧振電容；VD。和VD°2為輸出整流二極管

12、;R為負(fù)載；輸出電容G用來減小輸出電壓紋波。為便于進(jìn)行電路的原理分析，省去橋式整流電Boost型PFC單元(a)單級式PFC變換器(b)等效電路圖1單級式PFC拓?fù)銯ig.lTopologyofthesingle-stagePFCconverter模態(tài)1to,n(a)模態(tài)3EFig.2Mainwaveformsinaswitchingcycle1)開關(guān)模態(tài)1虹可，其工作電路如圖3a所示。在A)時(shí)刻，S2關(guān)斷，A時(shí)刻£導(dǎo)通。在此時(shí)段內(nèi)，(c)(f)模態(tài)6艮,舊血路，圖la所示單級PFC變換器就可用圖lb所示的電路進(jìn)行等效。圖中vrec為交流輸入經(jīng)過橋式整流電路后的電壓；電容COss為M

13、OSFET管Si的寄生電容；變壓器一次、二次側(cè)的匝比為1：。1.2電路工作原理圖2為該變換器在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)工作的主要波形，其中圖2a和圖2b分別為vrec在峰值附近和零點(diǎn)附近的主要工作波形。當(dāng)電路進(jìn)入穩(wěn)態(tài)后，該變換器在一個(gè)開關(guān)周內(nèi)有八個(gè)工作模態(tài)，圖3所示的是一個(gè)開關(guān)周期中各個(gè)模態(tài)的等效電路，下面將對各個(gè)模態(tài)進(jìn)行具體分析。(g)模態(tài)7.1如3其中i(0=，CsQ1)sin紹(一PsZivcs(0=nVB-nVB一vcsQi)cos口i(S")(2)S耶J(3)在時(shí)刻，4(/2)=0,根據(jù)式(2)可得21103)開關(guān)模態(tài)3伐,E，其工作電路如圖3c所示。在時(shí)刻，變壓器T二次電流4下降到

14、零，電容Cs兩(4)(h)模態(tài)7-2足心(i)模態(tài)8比6-1,h圖3一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)各個(gè)模態(tài)等效電路Fig.3EquivalentcircuitsduringoneperiodSi和S2都處于關(guān)斷狀態(tài)，變壓器T一次電流繼續(xù)按原來方向流動(dòng)。假定電容Cb足夠大，則其兩端電壓*在一個(gè)周期內(nèi)基本保持不變。漏感Lr與%M串聯(lián)后與電容Coss諧振，Coss兩端的電壓Vfoss從當(dāng)前值開始下降，直到零；如果UCoss在么時(shí)刻下降到零，在h時(shí)刻開通S1即能實(shí)現(xiàn)ZVS條件。2)開關(guān)模態(tài)2兒切，其工作電路如圖3b所示。在，1時(shí)刻£導(dǎo)通，時(shí)刻VD。斷開；在此時(shí)段內(nèi)，Si處于導(dǎo)通狀態(tài)，S2處于斷開狀態(tài)。當(dāng)Si

15、導(dǎo)通后，電感Lb開始充電，訃上升；電容Cb上的電壓所加載在和Lm上，一次電流崩減小，同時(shí)變壓器T二次側(cè)二極管VD01正向?qū)?。此時(shí)，由于漏感較小，忽略漏感上的壓降，扁被電容CB的兩端電壓Vb鉗位,L與Cs諧振，G兩端電壓四上升，直至其電壓升到最大值時(shí)，變壓器T二次電流is為零，則諧振過程結(jié)束。忽略漏感L上的壓降，把漏感金等效到二次側(cè)，則二次側(cè)漏感Lrs=n2Lro因此可以得出nV-vQ)=L典Q)BCsrsj.<d/ztxLs迎J,)dr端電壓達(dá)到最大值VcsH，即VCs(/2)=VcsH；在t3時(shí)刻,Si斷開。在t2t3口寸段，MOSFET管S1仍處于導(dǎo)通狀態(tài)，電感焉繼續(xù)被充電，訃?yán)^續(xù)

16、上升；而變壓器T二次電流為零，電容Cb端電壓*對變壓器T一次側(cè)進(jìn)行正向勵(lì)磁。4) 開關(guān)模態(tài)4成金,其工作電路如圖3d所示。在，3時(shí)刻£關(guān)斷，金時(shí)刻VD2導(dǎo)通。在此時(shí)段內(nèi)，讓b通過VDi對Gss進(jìn)行充電，同時(shí)電流眼反向后對Coss進(jìn)行充電。當(dāng)Coss的電壓VCOSS±升到屁C與電感屁上的電壓之和時(shí)，二極管VD|反向截止，VD2正向?qū)ā?) 開關(guān)模態(tài)5如削，其工作電路如圖3e所示。在金時(shí)刻VDi反向截止，孩時(shí)刻S2導(dǎo)通。此時(shí)段，電容Cb充電，讓b開始下降；繼續(xù)對C°ss充電，電容Coss兩端的電壓Vcoss繼續(xù)上升，直至其電壓等于*與*之和，若在此時(shí)刻開通S2即能實(shí)

17、現(xiàn)ZVSo由于寄生電容較小，力E時(shí)段較短。考慮到在下一個(gè)工作模態(tài)會有諧振，設(shè)定弟時(shí)刻，&的電流諧振到零，而降低到零的時(shí)刻會根據(jù)整流后的輸入電壓屁c的大小發(fā)生改變，故定義在全之前降低到零的時(shí)刻為心，在%之后降低到零時(shí)刻為S。則在開關(guān)模態(tài)7會有兩種可能，即"在，51時(shí)刻降低為零為模態(tài)7-1,在心1時(shí)刻降低到零為模態(tài)7-2o6) 開關(guān)模態(tài)6奴S/仙，其工作電路如圖3f所示。在右時(shí)刻，S2導(dǎo)通，VD°2正向偏置。此時(shí)段，電容Cb繼續(xù)被充電；電容G兩端電壓*加載在Lm和Lr±,由于漏感較小，忽略漏感上的壓降，Lm被復(fù)位電容電壓*鉗位，輸出電容G由V。鉗位，S與G諧振

18、，電壓四降低,當(dāng)%為零時(shí),旭降低到最小值Vcsl，諧振過程結(jié)束。當(dāng)復(fù)位電容足夠大時(shí)，可將其近似看作電壓源X處理。忽略漏感上的壓降，將電壓*和漏感A等效到二次側(cè)，于是可以得到V-Vr(t)-nV=LW)oCs'/rrdf-Cs-=/s(r)dt(5)如）=*+口乎'5）一氣sinS（5）Z2vcs(0=V0-nVT-V0-nVr-vcs。5)cos社(E)(6)其中z=z=21Cs6=CO=I(7)%弟）=0，根據(jù)式（7）有71懷一t5=項(xiàng)2=770）2(8)7)開關(guān)模態(tài)71知"6,其工作電路如圖3g所示。在心時(shí)刻，二極管VD2斷開時(shí)刻電流%降低至零，電容Cs兩端電壓旭

19、下降為最小值VcsL，即VCs（6）=VcsLo此時(shí)段，漏感£r與諧振電容Cs諧振。8）開關(guān)模態(tài)7.2弟，6-i，其工作電路如圖3h所示。時(shí)刻電流is為零,在S時(shí)刻二極管VD2斷開。在此時(shí)段，電容Cb繼續(xù)充電，電容G上的電壓X對勵(lì)磁電感進(jìn)行反方向勵(lì)磁。9）開關(guān)模態(tài)86-i,h,其工作電路如圖3i所示。在時(shí)刻，S2關(guān)斷。此時(shí)段內(nèi)，電容G的電壓繼續(xù)對勵(lì)磁電感進(jìn)行反向勵(lì)磁，如果一次電流Z1反向，則能滿足復(fù)位要求。2特性分析與控制2.1PFC特性分析當(dāng)Boost型功率因數(shù)校正單元工作于DCM時(shí)，在占空比基本保持不變的條件下，能夠自動(dòng)實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正功能。文獻(xiàn)20推導(dǎo)出橋式整流后的輸入電壓屁c

20、的峰值KecM與電容電壓*之比m與功率因數(shù)PF之間的關(guān)系如圖4所示。從圖4中可以看出，當(dāng)m<0.9時(shí)，可保證功率因數(shù)PF>0.9o而要保證Boost型功率因數(shù)校正單元工作于DCM,只要使Vrec=VrecM變換器工作于DCM時(shí)，就能保證整個(gè)輸入電壓范圍工作于DCMoFig.4RelationshipcurvesbetweenPFandm由圖2中可知，電感屁勵(lì)磁時(shí)間為假定在gWrecM時(shí)Lb的最大去磁時(shí)間為diTs，根據(jù)電感£b的伏秒平衡特性可得Fig.4RelationshipcurvesbetweenPFandm由圖2中可知，電感屁勵(lì)磁時(shí)間為假定在gWrecM時(shí)Lb的最

21、大去磁時(shí)間為diTs，根據(jù)電感£b的伏秒平衡特性可得KecM|sin伽)g=*-KecM網(wǎng)伽)日們(9)(10)(10)式中，d為開關(guān)管Si的占空比；功為電感Lb消磁系數(shù)；7；為開關(guān)周期。根據(jù)電感電流的波形，單個(gè)開關(guān)周期內(nèi)電感Lb的電流平均值讓，吒為七B,avg一5；cMdTs（d+dx）2%當(dāng)VrecKecM時(shí)，為保證工作于DCM,'.KxM.tnJ"2sLB,aM式中，7lB,aM為讓B,avg電流的最大值。當(dāng)Sin（69/）=1,即Vrec=VrecM時(shí)，則達(dá)到最大值/zJ3,aM'即則要求則要求(11)d2TVsrecMLB,aMcr,12Lb(1-

22、ni)(12)聯(lián)立式根據(jù)式（11）、式（12）可以得出1-m>d（9）、式（10）可以化簡如,avg為°d八Kjcmsin（仞）2Lb1-m|sin（69/）|(13)(14)假設(shè)效率為10。%,由輸入輸出有功功率平衡可Po=Pin=JVin(，)l/B,avg(0d(仞)其中B=-712”si："')dS)d2TVsrecMg4屁(15)d2TVsrecMg4屁(15)(16)1-777|sin(69r)|將式(13)代入式(16),于是有(l-m)2V4£bWB4fswPo(17)式中，fsw為S、S2的開關(guān)頻率。式(17)描述了在限定的中間電容

23、電壓下，實(shí)現(xiàn)PFC時(shí)，對電感加的電感量要求2.2電壓增益特性分析設(shè)橋式整流后的輸入電壓See的峰值VrecM與中間直流電容電壓Vb之比為mo在以上工作模態(tài)分析中，假定復(fù)位電容G的取值足夠大，直流母線電容CB容值足夠大，電容上的電壓基本保持不變?？梢詫?和Vb近似為電壓源。根據(jù)磁通平衡原理可以得到(18)(18)S_g_=m"*ecMr1-dd由于變壓器T二次側(cè)與諧振電容Cs相連，因此,電路進(jìn)入穩(wěn)態(tài)后，二次電流is在一個(gè)周期內(nèi)的平均值為零。設(shè)二次電流在t-h的積分為A1，在，5佝積分為A2，故有下列等式A=-%任)由_一Cs)="Mb-VcsL九s0.5Q)ZO.5(2)Z-

24、%i(t)dt=+"ct(公)一*_*飛VCsH-Vo,s0.5口Z22(19)0.5cZ22由AA2可得Vb-VcsL=*+"sH-V。(20)根據(jù)拓?fù)潆娐愤B接關(guān)系可知，負(fù)載電流祐等于在一個(gè)開關(guān)周期Ts內(nèi)流過VD°2電流的平均值(21)由式(19)式(21)可得f*7；VCsH=csh2RCsVTOS(22)*sL=臨一圖3中可知，電容(23)csH一VcsL2RCsCs兩端的電壓旭在，1，2時(shí)段，從"sL上升到VCsH，于是可以得出1_=fi(r)drCsK'聯(lián)立式(20)式(23),可得出V=n-=nm-(24)°i-d2.3軟開

25、關(guān)特性分析開關(guān)管SrS2要實(shí)現(xiàn)ZVS必須滿足一定的條件:電流ii在而時(shí)刻必須是反向的；開關(guān)管在t3t5期間斷開，勵(lì)磁電感上的能量可將C°ss電容上的電壓泄放到零。圖5所示的是變壓器T一次電流和勵(lì)磁電流的波形。從圖5可以看出，在力時(shí)刻，一次電流與勵(lì)磁電流相等，假定ii(to)=hoo通過圖5可得出變換器平均勵(lì)磁電流為此(25)此(25)thetransformer根據(jù)式(24)和圖5分析可得n2VV/io=(1_心_魂皿(26)Si實(shí)現(xiàn)ZVS的必要條件為Zio<O,于是有L<1d(l_d)2瓦(27)m2n2開關(guān)Si實(shí)現(xiàn)ZVS的充分條件為(28)m10°ssCos

26、sts時(shí)刻，若VCoss=Vb+K，開關(guān)管S2即可實(shí)現(xiàn)ZVSo將式(28)化簡，可得d(l-d)Ts_n22Lm(l-d)R由于Coss<<扁，所以Coss(29)RTLm<d(l-d)2_!(30)2疽通過以上分析可知，勵(lì)磁電感只需要滿足式(30),開關(guān)&就可以實(shí)現(xiàn)ZVS。根據(jù)前面的分析，當(dāng)S1實(shí)現(xiàn)ZVS,S2也能實(shí)現(xiàn)ZVSo根據(jù)圖3可知變壓器T二次側(cè)二級管VD°i、VD°2若要實(shí)現(xiàn)ZCS,Si的導(dǎo)通時(shí)間dT；必須大于其半個(gè)諧振周期S2的導(dǎo)通時(shí)間(1-7；必須大于其半個(gè)諧振周期知因此有7U,<7T_d<i-_(31)兀1矣coTs當(dāng)占

27、空比的大小滿足式(31)時(shí)，流過諧振電容Cs的電流才能諧振到零，二次側(cè)二極管才能夠?qū)崿F(xiàn)ZCSo2.4控制策略通過2.1-2.3節(jié)分析可知，在滿足一定條件時(shí)對占空比進(jìn)行調(diào)節(jié)就能實(shí)現(xiàn)對輸出電壓的調(diào)整。該變換器可以通過PWM來實(shí)現(xiàn)對輸出電壓的控制。本次實(shí)驗(yàn)采用的控制芯片是Microchip公司高性能數(shù)字信號單片機(jī)，型號為DSPIC30F2020o首先通過電阻分壓的形式對輸出電壓采樣，采樣后的電壓與預(yù)設(shè)參考電壓進(jìn)行比較，比較后的差值經(jīng)過數(shù)字PI調(diào)節(jié)后，輸入PWM模塊的占空比寄存器，然后由PWM模塊輸出互補(bǔ)的開關(guān)管驅(qū)動(dòng)波形。此外，同時(shí)對中間直流電容上的電壓Vb進(jìn)行監(jiān)測，當(dāng)中間直流電容電壓超過設(shè)定值,將停

28、止PWM模塊工作，實(shí)現(xiàn)電路保護(hù)。3實(shí)驗(yàn)結(jié)果為驗(yàn)證上述理論分析的正確性，搭建了一臺AC220V(50Hz)輸入，輸出電壓108V/0.35A的原理樣機(jī)，開關(guān)頻率./s=100kHzo通過上面分析所述的Boost型功率因數(shù)校正單元，為保證功率因數(shù)大于0.9,選取m=0.78,同時(shí)預(yù)留一定的余量，根據(jù)式(17),選取電感晶的電感量650)iH。同時(shí)根據(jù)式3、式(24),可以確定變壓器一次、二次側(cè)匝比為4：lo變壓器采用TDK公司材料為PC40的RM8磁體，一次側(cè)勵(lì)磁電感為972|iH,一次側(cè)漏感為23.5)liH；母線電容Cb=33|jF,耐壓450V；MOSFET管Si、S2型號為SPI11N60

29、C3,二極(108V/0.35A)條件下輸入交流電壓四和輸入電流加的波形。從圖6中可以看出，電流和電壓的波形同頻同相，其實(shí)際功率因數(shù)為0.943oHips/格)圖7為交流輸入電壓為峰值電壓*ecM情況下，電感島上的電流波形。由圖7可知，Boost電感屁在峰值電壓VrecM工作于DCM,從而確保電感品電流在整個(gè)輸入條件工作在DCMo/(5ns/格)圖7輸入峰值電壓與£b電感電流波形Fig.7InputpeakvoltageandLbinductorcurrentwaveforms圖8所示的分別是開關(guān)管Si和S2實(shí)現(xiàn)ZVS的波形。其中VGS1和VGS2分別為Si和S2的柵源電壓波形，UD

30、S1和VDS2分別為S和S2的漏源電壓波形，管均采用STTH8R06,輸出電容為20gF,耐壓400V,諧振電容Cs=0.1gFo/(10ms/)圖6輸入電壓、電流波形Fig.6Inputvoltageandcurrentwaveforms(芝aooz).ea(炬、vso)忐"13/格)(b)S2驅(qū)動(dòng)電壓和漏源電壓波形圖8開關(guān)管驅(qū)動(dòng)電壓及漏源電壓波形Fig.8DrivevoltageanddrainsourcevoltagewaveformsontheswitchS|驅(qū)動(dòng)電壓和漏源電壓波形VD。和VD°2均實(shí)現(xiàn)了ZCSo從圖8中可以觀察到開關(guān)管Si和S2均是在漏源電壓降為零

31、時(shí)才開始導(dǎo)通的，Si和S2是在ZVS條件下實(shí)現(xiàn)開通的。圖9所示為主開關(guān)管Si的驅(qū)動(dòng)波形和諧振電容Cs的電流/so從圖9中可以看出當(dāng)Cs上的電流為正時(shí)，電流is流過二極管VD°|；當(dāng)該電流為負(fù)時(shí)，電流is流過二極管VDo2o從圖9中亦可知，二極管妃應(yīng)格）圖9諧振電流is及Si驅(qū)動(dòng)電壓波形Fig.9Resonantcurrentanddrivevoltagewaveforms圖10所示的是在額定工作條件下，輸入交流電壓Vin輸出電流，。和中間直流母線電容G電壓*的波形。從圖10中可以看出，在AC220V輸入下，*的最大峰值電壓為390V,遠(yuǎn)小于450V；輸出電流平均值近似為0.35Ao(

32、筌0)疽(*7A00Z)/（5ms/格）圖10輸入電壓Uin、輸出電流Io和中間直流電容電壓Vb的波形Fig.10Waveformsoftheinputvoltage,outputcurrentandDCbusvoltage圖11所示的是變換器在各個(gè)帶載情況下的效率曲線圖，圖中R為輸出功率，為效率，在整個(gè)帶載范圍內(nèi)效率大約為82%左右。4結(jié)論本文提出一種具有軟開關(guān)的單級PFC變換器，分析了其工作原理和運(yùn)行特性并搭建了實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了理論分析的正確性。理論分析和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明該變換器具備以下特點(diǎn)：Fig.l1Efficiencycurveofproposedconverteratdiffe

33、rentloadcondition1) 開關(guān)管、有源鉗位管和輸出二極管分別實(shí)現(xiàn)了ZVS和ZCS,所有功率開關(guān)管均工作在軟開關(guān)狀態(tài)，有利于降低開關(guān)損耗，提高變換器效率。2) 變換器兼具正激變換器和反激變換器特性，磁心利用率高，隔離變壓器體積小。3) 在額定工作情況下功率因數(shù)為0.943,滿足能源之星(EnergyStar,ES)功率因數(shù)大于0.9要求。4) 在額定市電輸入下，中間直流電容電壓低于450V,滿足實(shí)際要求。參考文獻(xiàn)1陳正格，許建平，楊平，等.變占空比控制二次型Boost功率因數(shù)校正變換器J.電工技術(shù)學(xué)報(bào)，2016,31(16):72-82.ChenZhengge,XuJianping

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