直流脈寬調(diào)制技術(shù)

1、1第第6 6章章 PWMPWM控制技術(shù)控制技術(shù)6.1 PWM的基本原理6.2 PWM逆變電路及其控制方法6.3 PWM跟蹤控制技術(shù)6.4 PWM整流電路及其控制方法 本章小結(jié)2第第6 6章章 PWMPWM控制技術(shù)控制技術(shù)PWM控制對脈沖的寬度進行調(diào)制的技術(shù)通過對一系列脈沖的寬度進行調(diào)制，來等效的獲得所需要的波形（含形狀和幅值）直流斬波電路斬控式交流調(diào)壓電路矩陣式變頻電路36.1 PWM6.1 PWM控制的基本原理控制的基本原理采樣控制理論中一個重要結(jié)論沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時，其效果基本相同沖量 窄脈沖的面積效果基本相同 環(huán)節(jié)的輸出響應(yīng)波形基本相同u如果把各輸出波形用傅

2、里葉變換分析，則其低頻段非常接近，僅在高頻段略有差異4l 圖a為方波窄脈沖、圖b為三角波窄脈沖、圖c為正弦半波窄脈沖，它們的面積都等于1，當它們分別加在具有慣性的同一環(huán)節(jié)上時，其輸出響應(yīng)基本相同l當窄脈沖變?yōu)閳D6-1d的單位沖擊函數(shù)（t）時，環(huán)節(jié)的響應(yīng)即為該環(huán)節(jié)的脈沖過渡函數(shù)f (t)d (t)tOa)b)c)d)tOf (t)tOf (t)tOf (t)圖6-1 形狀不同而沖量相同的各種窄脈沖5i (t )u (t)i(t)t0a)b)圖6-2 沖量相同的各種窄脈沖的響應(yīng)波形u u(t)為電壓窄脈沖，為電路的輸入，電流i(t)為電路的輸出， i(t)的上升階段，脈沖形狀不同， i(t)得形狀

3、也略有不同，但其下降段則幾乎完全相同，脈沖越窄，各i(t)波形的差異也越小6i (t )u (t)i(t)t0a)b)圖6-2 沖量相同的各種窄脈沖的響應(yīng)波形u如周期性地施加上述脈沖，則響應(yīng)i(t)也是周期性的u 用傅里葉級數(shù)分解后，各i(t)在低頻段的特性將非常接近，僅在高頻段有所不同u 上述原理為面積等效原理面積等效原理，是PWM控制技術(shù)的重要理論基礎(chǔ)7Ou tu將圖6-3a的正弦波分成N個比此相連的脈沖序列所組成的波形，這些脈沖寬度相等，為/N，但幅值不等，各脈沖幅值按正弦規(guī)律變化Ou taOutb圖6-3 用PWM波代替正弦半波u如將脈沖序列用相同數(shù)量的等幅不等寬的矩形脈沖代替，使矩形

4、脈沖的重點和相應(yīng)的正弦波部分的中點重合，且使矩形脈沖和相應(yīng)的正弦波部分面積相等，得圖6-3b脈沖序列，即PWM波形8脈沖的寬度按正弦規(guī)律變化而和正弦波等效的PWM波形SPWM波形SPWM波形等幅PWM（直流電源產(chǎn)生）不等幅PWM（交流電源產(chǎn)生） 直流斬波電路得到的PWM波是等效直流波形，SPWM波得到的是等效正弦波9第第6 6章章 PWMPWM控制技術(shù)控制技術(shù)6.1 PWM的基本原理6.2 PWM逆變電路及其控制方法6.3 PWM跟蹤控制技術(shù)6.4 PWM整流電路及其控制方法 本章小結(jié)106.2 PWM6.2 PWM逆變逆變電路及其控制方法電路及其控制方法6.2.1 計算法和調(diào)制法6.2.2

5、異步調(diào)制和同步調(diào)制6.2.3 規(guī)則采樣法6.2.4 PWM逆變電路的諧波分析6.2.5 提高直流電壓利用率和減少開關(guān)次數(shù)6.2.6 PWM逆變電路多重化116.2.1 6.2.1 計算法和調(diào)制法計算法和調(diào)制法計算法根據(jù)正弦波頻率、幅值和半周期脈沖數(shù)，準確計算PWM波各脈沖寬度和間隔，據(jù)此控制逆變電路開關(guān)器件的通斷，就可得到所需PWM波形調(diào)制法把希望輸出的波形作為調(diào)制信號，把接受調(diào)制的信號作為載波，通過信號波得調(diào)制得到所期望的PWM波形12等腰三角波或鋸齒波等腰三角波上任一點的水平寬度和高度成線性關(guān)系，且左右對稱，當它與任何一個平緩變化的調(diào)制信號波相交時，如在交點時刻對電路中開關(guān)器件的通斷進行控

6、制，就可得到寬度正比于信號波幅值的脈沖調(diào)制法把希望輸出的波形作為調(diào)制信號，把接受調(diào)制的信號作為載波，通過信號波得調(diào)制得到所期望的PWM波形13圖6-4 單相橋式PWM逆變電路l V1和V2通斷互補，V3和V4通斷也互補l uo正半周時，V1導(dǎo)通，V2關(guān)斷，V3和V4交替通斷l(xiāng) 負載電流比電壓滯后，在電壓正半周，電流有一段區(qū)間為正，一段區(qū)間為負阻感負載阻感負載14圖6-4 單相橋式PWM逆變電路阻感負載阻感負載l 負載電流為正的區(qū)間，V1和V4導(dǎo)通時，uo等于Udl V4關(guān)斷時，負載電流通過V1和VD3續(xù)流，uo=0l 負載電流為負的區(qū)間， V1和V4仍導(dǎo)通，io為負，實際上io從VD1和VD4

7、流過，仍有uo=Ud15圖6-4 單相橋式PWM逆變電路阻感負載阻感負載l V4關(guān)斷，V3開通后，io從V3和VD1續(xù)流，uo=0l uo總可得到Ud和零兩種電平l uo負半周，讓V2保持通，V1保持斷，V3和V4交替通斷，uo可得-Ud和零兩種電平16圖6-5urucuOtOtuouofuoUd-Ud圖6-5 單極性PWM控制方式波形t 調(diào)制信號ur為正弦波，載波uc在ur的正半周為正極性的三角波，在負半周為負正極性的三角波t 在ur和uc的交點時刻控制IGBT的通斷t ur正半周，V1保持通，V2保持斷 當uruc時使V4通，V3斷，uo=Ud當uruc時使V4斷，V3通，uo=0 表示u

8、o的基波分量單極性單極性PWM控制方式控制方式（單相橋逆變）（單相橋逆變）17圖6-5urucuOtOtuouofuoUd-Ud圖6-5 單極性PWM控制方式波形表示uo的基波分量單極性單極性PWM控制方式控制方式（單相橋逆變）（單相橋逆變）t Ur負半周，V1保持斷，V2保持通 當uruc時使V3斷，V4通， uo=0單極性單極性PWM控制方式控制方式Ur半個周期內(nèi)三角波載波只在正極性或負極性一種極性范圍內(nèi)變化，所得PWM波形的控制方法18圖6-6urucuOtOtuouofuoUd-Ud圖6-5 雙極性PWM控制方式波形雙極性雙極性PWM控制方式控制方式（單相橋逆變）（單相橋逆變）雙極性雙

9、極性PWM控制方式控制方式在ur的的半個周期內(nèi)，三角波載波有正有負，所得PWM波也有正有負19圖6-6urucuOtOtuouofuoUd-Ud圖6-5 雙極性PWM控制方式波形雙極性雙極性PWM控制方式控制方式（單相橋逆變）（單相橋逆變）l 在ur的一個周期內(nèi)，輸出的PWM波只有Ud兩種電平l 同樣在調(diào)制信號ur和載波信號uc的交點時刻控制哥開關(guān)器件的通斷l(xiāng) ur正負半周，對各開關(guān)器件的控制規(guī)律相同20圖6-6urucuOtOtuouofuoUd-Ud圖6-5 雙極性PWM控制方式波形雙極性雙極性PWM控制方式控制方式（單相橋逆變）（單相橋逆變）l 當ur uc時，給V1和V4導(dǎo)通信號，給V

10、2和V3關(guān)斷信號 如io0，則V1和V4通， 如io0，VD1和VD4通， 不管哪種情況uo=Udl當uruc時，給V2和V3導(dǎo)通信號，給V1和V4關(guān)斷信號 如io0，VD2和VD3通， 不管哪種情況uo=-Ud21圖6-7 三相橋式PWM型逆變電路 雙極性雙極性PWMPWM控制方式控制方式（三相橋逆變）（三相橋逆變）lU、V和W三相的PWM控制通常公用三角波載波uc，三相的調(diào)制信號urU、urV和urW依次相差120lU、V和W各相功率開關(guān)器件的控制規(guī)律相同22圖6-7 三相橋式PWM型逆變電路 雙極性雙極性PWMPWM控制方式控制方式（三相橋逆變）（三相橋逆變）l 當urUuc時，給V1導(dǎo)

11、通信號，給V4關(guān)斷信號，則uUN=Ud/2l 當urUuc時，給V4導(dǎo)通信號，給V1關(guān)斷信號，則uUN=-Ud/2l 當給V1(V4)加導(dǎo)通信號時，可能是V1(V4)導(dǎo)通，也可能是二極管VD1(VD4)續(xù)流導(dǎo)通23圖6-8 三相橋式PWM逆變電路波形 l uUN、uVN和uWN的PWM波形只有Ud/2兩種電平l 線電壓波形uUV的波形可由uUN-uVN得出當1和6通時，uUV=Ud當3和4通時，uUV=Ud當1和3或4和6通時，uUV=024圖6-8 三相橋式PWM逆變電路波形 l 逆變器輸出線電壓PWM波由Ud和0三種電平構(gòu)成l 負載向電壓uUN可由下式求得l 負載相電壓PWM波由(2/3)

12、Ud、(1/3)Ud和0共5種電平組成3WNVNUNUNUNuuuuu25同一相上下兩臂的驅(qū)動信號互補，為防止上下臂直通而造成短路，在上下兩臂切換時留一小段上下臂都施加關(guān)斷信號的死區(qū)時間死區(qū)時間的長短主要由功率開關(guān)器件的關(guān)斷時間決定死區(qū)時間會給輸出的PWM波帶來影響，使其稍稍偏離正弦波26圖6-9OtuoUd-Ud2a1a2a3圖6-9 特定諧波消去法的輸出PWM波形特定諧波消去法特定諧波消去法 在輸出電壓半周期內(nèi)，器件通、斷各3次（不包括0和），共6個開關(guān)時刻可控首先，為消除偶次諧波，使波形正負兩半周期鏡對稱，即)()(tutu(6-1)27)()(tutu, 5 , 3 , 1sin)(n

13、ntnatu20dsin)(4ttntuan其次，為消除諧波中余弦項，應(yīng)使波形在正半周期內(nèi)前后1/4周期以/2為軸線對稱，即 同時滿足式（6-1）、（6-2）的波形稱為四分之一周期對稱波形，用傅里葉級數(shù)表示為 式中，an為(6-2)(6-3)28圖6-9中，能獨立控制的只有a1、a 2和a 3共3個時刻。該波形的an為 式中n=1,3,5,確定a a1 1的值，再令兩個不同的an=0，就可建三個方程，聯(lián)立可求得a1、a2和a3，這樣可消去兩種特定頻率的諧波)cos2cos2cos21(2d)sin2(dsin2d)sin2(dsin2432120332211nnnnUttnUttnUttnUt

14、tnUadddddn(6-4)29在三相對稱電路的線電壓中，相電壓所含的3次諧波相互抵消，可考慮消去5次和7次諧波，得如下聯(lián)立方程 給定a1，解方程可得a1、a2和a3。a1改變時，a1、a2和a3也相應(yīng)改變0)7cos27cos27cos21(720)5cos25cos25cos21(52)cos2cos2cos21(2321d7321d5321d1UaUaUa(6-5)306.2 PWM6.2 PWM逆變逆變電路及其控制方法電路及其控制方法6.2.1 計算法和調(diào)治法6.2.2 異步調(diào)制和同步調(diào)制6.2.3 規(guī)則采樣法6.2.4 PWM逆變電路的諧波分析6.2.5 提高直流電壓利用率和減少開

15、關(guān)次數(shù)6.2.6 PWM逆變電路多重化316.2.2 6.2.2 異步調(diào)制和同步調(diào)制異步調(diào)制和同步調(diào)制載波比載波頻率f fc c與調(diào)制信號頻率fr之比，NN= = fc / fr載波和信號波是否同步及載波比的變化情況異步調(diào)制PWM調(diào)制方式分為同步調(diào)制321. 異步調(diào)制載波信號和調(diào)制信號不同步的調(diào)制方式通常保持fc固定不變，當fr變化時，載波比N是變化的在信號波的半周期內(nèi)，PWM波的脈沖個數(shù)不固定，相位也不固定，正負半周期的脈沖不對稱，半周期內(nèi)前后1/4周期的脈沖也不對稱當信號頻率較低時，N較大，一周期內(nèi)脈沖數(shù)較多，PWM波形接近正弦波當信號頻率增高時，N減小，一周期內(nèi)的脈沖數(shù)減少，使得輸出PW

16、M波和正弦波差異變大332. 同步調(diào)制載波比N等于常數(shù)，在變頻時使載波與信號波保持同步的調(diào)制方式，在基本同步調(diào)制方式中，fr變化時N不變，信號波一周期內(nèi)輸出脈沖數(shù)是固定，脈沖相位也是固定的三相電路中公用一個三角波載波，且取N為3的整數(shù)倍，使三相輸出波形嚴格對稱為使一相的PWM波正負半周鏡對稱， N應(yīng)取奇數(shù)34圖6-10ucurUurVurWuuUNuVNOttttOOOuWN2Ud2Ud圖6-10 同步調(diào)制三相PWM波形l當逆變電路輸出頻率很低時，fc也很低， fc過低時由調(diào)制帶來的諧波不易濾除l當逆變電路輸出頻率很高時，同步調(diào)制時的載波頻率fc會過高，使開關(guān)器件難以承受35分段同步調(diào)制分段同

17、步調(diào)制把逆變電路的輸出頻率范圍劃分成若干個頻段，每個頻段內(nèi)保持N恒定，不同頻段的N不同在fr高的頻段采用較低的N，使載波頻率不致過高，限制功率開關(guān)器件允許的范圍在fr低的頻段采用較高的N，使載波頻率不致過低而對負載產(chǎn)生不利影響3600.40.81.21.62.02.410203040506070802011479969453321圖6-11fr /Hzfc /kHz圖圖6-11 6-11 分段同步調(diào)制方式舉例分段同步調(diào)制方式舉例l為防止載波頻率在切換點附近來回跳動，采用滯后切換的方法l在不同的頻率段內(nèi)，載波頻率的變化范圍基本一致，fc大約在1.42.0KHz之間376.2 PWM6.2 PWM

18、逆變逆變電路及其控制方法電路及其控制方法6.2.1 計算法和調(diào)治法6.2.2 異步調(diào)制和同步調(diào)制6.2.3 規(guī)則采樣法6.2.4 PWM逆變電路的諧波分析6.2.5 提高直流電壓利用率和減少開關(guān)次數(shù)6.2.6 PWM逆變電路多重化386.2.3 6.2.3 規(guī)則采樣法規(guī)則采樣法自然采樣法按照SPWM控制的基本原理，在正弦波和三角波的自然交點時刻控制功率開關(guān)的通斷，這種生成SPWM波形的方法規(guī)則采樣法工程實用方法，效果接近自然采樣法，計算量比自然采樣法小得多39圖6-12ucuOturTcADBOtuotAtDtBdd d 2d2d圖6-12 規(guī)則采樣法 l 取三角波兩個正峰值之間為一個采樣周期

19、Tcl 使脈沖中點 和三角波一周期的中點（即負峰點）重合，每個脈沖的中點都以相應(yīng)的三角波中點為對稱，使計算大為簡化40圖6-12ucuOturTcADBOtuotAtDtBdd d 2d2d圖6-12 規(guī)則采樣法 l 在三角波的負峰時刻tD對正弦信號波采樣得D點，過D點作一水平直線和三角波分別交于A、B點，在A點時刻t tA A和B點時刻tB控制功率開關(guān)器件的通斷l(xiāng) 這種規(guī)則采樣法得到的脈沖寬度和用自然采樣法得到的脈沖寬度非常接近41設(shè)正弦調(diào)制信號波為式中， a稱為調(diào)制度，0a1； r為信號波角頻率，從圖6-12中得以下關(guān)系式 因此可得三角波一周期內(nèi)，脈沖兩邊間隙寬度為taursinr2/22

20、/sin1cDrTtad)sin1 (2DrctaTd(6-6)sin1 (421DrcctaTTdd(6-7)42 三相橋逆變電路應(yīng)形成三相SPWM波形，三相的三角波載波公用，三相正弦調(diào)制波相位依次差120 設(shè)同一三角波周期內(nèi)三相的脈寬分別為dU、dV和dW，脈沖兩邊的間隙寬度分別為dU、dV和dW，同一時刻三相調(diào)制波電壓之和為零，由式(6-6)得 由式(6-7)得 利用以上兩式可簡化三相SPWM波的計算23cWVUTddd43c W V UTddd(6-8)(6-9)436.2 PWM6.2 PWM逆變逆變電路及其控制方法電路及其控制方法6.2.1 計算法和調(diào)治法6.2.2 異步調(diào)制和同步

21、調(diào)制6.2.3 規(guī)則采樣法6.2.4 PWM逆變電路的諧波分析6.2.5 提高直流電壓利用率和減少開關(guān)次數(shù)6.2.6 PWM逆變電路多重化446. 2.4 PWM6. 2.4 PWM逆變逆變電路電路的諧波的諧波分析分析PWM逆變電路使輸出電壓輸出電流接近正弦波使用載波對正弦信號波調(diào)制，也產(chǎn)生和載波有關(guān)的諧波分量諧波頻率和幅值是衡量PWM逆變電路性能的重要指標之一同步調(diào)制可看成異步調(diào)制的特殊情況451002+-1234+-02+-4+-01+-3+-5+-諧波振幅圖6-13角頻率(nc +kr )0.20.40.60.81.01.21.4kna=1.0a=0.8a=0.5a=0圖6-13 單相P

22、WM橋式逆變電路輸出電壓頻譜圖w包含的諧波角頻率為式中n=1,3,5,時，k=0,2,4, n=2,4,6,時，k=1,3,5, w PWM波中不含低次諧波，只含c及其附近的諧波以及 2c、3c等及其附近的諧波rckn(6-10)461002+-1234+-02+-4+-01+-3+-5+-諧波振幅圖6-140.20.40.60.81.01.2kna=1.0a=0.8a=0.5a=0角頻率 (nc +kr )圖6-14 三相橋式PWM逆變電路輸出線電壓頻譜圖w 三相橋式PWM逆變電路可每相各有一個載波信號，也可三相公用一個載波信號471002+-1234+-02+-4+-01+-3+-5+-諧

23、波振幅圖6-140.20.40.60.81.01.2kna=1.0a=0.8a=0.5a=0角頻率 (nc +kr )圖6-14 三相橋式PWM逆變電路輸出線電壓頻譜圖w在輸出線電壓中，包含的諧波角頻率為 式中w n=1,3,5,時， k=3(2m1)1，m=1,2,w n=2,4,6,時，rckn(6-11), 2 , 116, 1 , 016mmmmk48三相橋式逆變電路和單相橋式逆變電路比較都不含低次諧波載波角頻率c整數(shù)倍的諧波沒有了，諧波中幅值較高的是是c2r和2cr共同區(qū)別SPWM波中諧波主要是角頻率為c、2c及其附近的諧波調(diào)制信號波不是正弦波時，諧波由兩部分組成對信號波本身進行諧波

24、分析所得的結(jié)果由于信號波對載波的調(diào)制而產(chǎn)生的諧波496.2 PWM6.2 PWM逆變逆變電路及其控制方法電路及其控制方法6.2.1 計算法和調(diào)治法6.2.2 異步調(diào)制和同步調(diào)制6.2.3 規(guī)則采樣法6.2.4 PWM逆變電路的諧波分析6.2.5 提高直流電壓利用率和減少開關(guān)次數(shù)6.2.6 PWM逆變電路多重化506.2.5 6.2.5 提高直流電壓利用率和減少提高直流電壓利用率和減少開關(guān)次數(shù)開關(guān)次數(shù)衡量PWM控制優(yōu)劣輸出波形中所含諧波多少提高逆變電路直流電壓利用率、減少開關(guān)次數(shù)可提高逆變器的輸出能力可降低開關(guān)損耗直流電壓利用率直流電壓利用率逆變電路輸出交流電壓基波最大幅值U1m和直流電壓Ud之

25、比51正弦波作為調(diào)制信號梯形波作為調(diào)制信號有效提高直流電壓利用率直流電壓利用率低當梯形波幅值和三角波幅值相等時，梯形波所含的基波分量幅值已超過三角波幅值幅值不能超過三角波幅值52圖6-15ucurUurVurWuuUNOtOtOtOtuVNuUV圖6-15 梯形波為調(diào)制信號的PWM控制 l三角化率s =Ut/Uto描述梯形波的形狀s s =0時梯形波變?yōu)榫匦尾╯ s =1時梯形波變?yōu)槿遣╨ 梯形波含低次諧波，調(diào)制后的PWM波仍含同樣的低次諧波l 低次諧波產(chǎn)生的波形畸變率為d l s不同時， d 和直流電壓利用率U1m/Ud也不同5300.20.40.60.81.0ds圖6-160.20.40

26、.60.81.01.2U1mUd,dUdU1m圖6-16 s 變化時的d 和直流電壓利用率 l 圖6-16 d 和U1m /Ud隨s 變化的情況l s = 0.8左右時諧波含量最少，但直流利用率也較低l s = 0.4時，諧波含量也較少，d 約為3.6%，直流電壓利用率為1.03，是正弦波調(diào)制的1.19倍，綜合效果較好 540.20.40.60.81.0s圖6-175r00.10.27r11r13rU1mUnml 圖6-17，s 變化時各次諧波分量幅值Unm和基波幅值U1m之比l 用梯形波調(diào)制時，輸出波形中含5次、7次等低次諧波，是梯形波調(diào)制的缺點l 實際使用時，當正弦波調(diào)制不能滿足輸出電壓的

27、要求時，改用梯形波調(diào)制，以提高直流電壓利用率圖6-17 s 變化時的各次諧波含量 55對兩個線電壓進行控制，適當?shù)乩枚嘤嗟囊粋€自由度來改善控制性能使輸出線電壓不含低次諧波的同時盡可能提高直流電壓利用率，并盡量減少器件開關(guān)次數(shù)仍是對相電壓進行控制，但控制目標卻是線電壓線電壓控制方式相電壓控制方式相對線電壓控制方式，控制目標為相電壓56圖6-18ucur1uOturur1uOtur3圖6-18 疊加3次諧波的調(diào)制信號l 在相電壓調(diào)制信號中疊加適當大小3次諧波，使之成為鞍形波，經(jīng)過PWM調(diào)制后逆變電路輸出相電壓中也含3次諧波，且三相的三次諧波相位相同l 合成線電壓時，各相電壓3次諧波相互抵消，線電

28、壓為正弦波57圖6-18ucur1uOturur1uOtur3圖6-18 疊加3次諧波的調(diào)制信號l 在調(diào)制信號中，基波ur1正峰值附近恰為3次諧波ur3的負半波，兩者相互抵消l ur=ur1+ur3成為鞍形波，其中含幅值更大的基波分量ur1，ur的最大值不超過三角波載波最大值58圖6-19ucurU1urV1urW1uuUNUd- UdOtOurUurVurWucOtOOOOtttttuVNuWNuUVu1- 11- 1- 0.5uP2Ud2Ud 圖圖6-19 6-19 線電壓控制方式舉例線電壓控制方式舉例t 除可以在正弦調(diào)制信號中疊加3次諧波外，還可疊加其他3倍頻于正弦波的信號，也可疊加直流

29、分量，都不會影響線電壓t 給正弦信號疊加的信號up，既包含3倍次諧波，也包含直流分量，up大小隨正弦信號的大小而變化59設(shè)三角波載波幅值為1，三相調(diào)制信號的正弦分別為urU1、urV1和urW1，并令 則三相的調(diào)制信號分別為不論urU1、urV1和urW1幅值的大小，urU、urV、urW總有1/3周期的值和三角波負峰值相等。prW1rWprV1rVprU1rUuuuuuuuuu(6-12)1),min(rW1rV1rU1puuuu(6-13)60 在信號波的1/3周期內(nèi)開關(guān)器件不動作，可是功率器件的開關(guān)損耗減少1/3 最大輸出線電壓基波幅值為Ud，和相電壓控制方法比較，直流電壓利用率提高 輸

30、出線電壓不含低次諧波，因為相電壓中相應(yīng)于up的諧波分量相互抵消的原因，這一性能優(yōu)于梯形波調(diào)制方式兩相控制方式在這1/3周期中，不對調(diào)制信號值為-1的相進行控制，只對其他兩相進行控制優(yōu)點優(yōu)點616.2 PWM6.2 PWM逆變逆變電路及其控制方法電路及其控制方法6.2.1 計算法和調(diào)治法6.2.2 異步調(diào)制和同步調(diào)制6.2.3 規(guī)則采樣法6.2.4 PWM逆變電路的諧波分析6.2.5 提高直流電壓利用率和減少開關(guān)次數(shù)6.2.6 PWM逆變電路多重化626.2.6 PWM6.2.6 PWM逆變逆變電路電路的的多重多重化化PWM多重化逆變電路提高等效開關(guān)頻率減少開關(guān)損耗減少和載波有關(guān)的諧波分量PWM

31、逆變電路多重化聯(lián)結(jié)方式變壓器方式電抗器方式63圖6-20NU1V1W1U2V2W2uUuVuWUVW2Ud2Ud圖6-20 二重PWM型逆變電路 利用電抗器聯(lián)接的二重PWM逆變電路l電路的輸出從電抗器中心抽頭引出l兩個單元的載波信號錯開180l輸出端相對于直流電源中點N的電壓uUN=(uU1N+uU2N)/2,已變?yōu)閱螛O性PWM波64圖6-21Ud- UdOurUurVuc2uc1tuUVuOtOtOtOtOtuU1NuU2NuUNuVN2Ud2Ud圖6-21 二重PWM型逆變電路輸出波形 l 輸出線電壓共有0、(1/2)Ud、Ud五個電平，比非多重化時諧波有所減少l 在多重PWM逆變電路中，

32、電抗器上所加電壓頻率為載波頻率，比輸出頻率高得多，只要很小的電抗器就可以了65圖6-21Ud- UdOurUurVuc2uc1tuUVuOtOtOtOtOtuU1NuU2NuUNuVN2Ud2Ud圖6-21 二重PWM型逆變電路輸出波形 l 二重化后，輸出電壓所含諧波角頻率仍可表示為nwc+kwr，但其中n為奇數(shù)時的諧波已全被除去，諧波最低頻率在2wc附近，相當于電路的等效載波頻率提高一倍66第第6 6章章 PWMPWM控制技術(shù)控制技術(shù)6.1 PWM的基本原理6.2 PWM逆變電路及其控制方法6.3 PWM跟蹤控制技術(shù)6.4 PWM整流電路及其控制方法 本章小結(jié)676.3 PWM6.3 PWM

33、跟蹤控制技術(shù)跟蹤控制技術(shù)6.3.1 滯環(huán)比較方式6.3.2 三角波比較方式686.3 PWM6.3 PWM跟蹤控制技術(shù)跟蹤控制技術(shù)把希望輸出的波形作為指令信號，把實際波形作為反饋信號，通過兩者的瞬時值比較來決定逆變電路各開關(guān)器件的通斷，使實際的輸出跟蹤指令信號變化三角波比較方式滯環(huán)比較方式跟蹤控制方法696.3 PWM6.3 PWM跟蹤控制技術(shù)跟蹤控制技術(shù)6.3.1 滯環(huán)比較方式6.3.2 三角波比較方式706.3.1 6.3.1 滯環(huán)比較方式滯環(huán)比較方式負載L+圖6-22-iii*VD1VD2V1V22Ud2Ud圖6-22 滯環(huán)比較方式電流跟蹤控制舉例l把指令電流i*和實際輸出電流i的偏差i

34、*-i作為滯環(huán)比較器的輸入，通過比較器的輸出控制器件V1和V2的通斷l(xiāng)V1（或VD1）通時，i增大lV2（或VD2）通時，i減小l通過環(huán)寬為2DI的滯環(huán)比較器的控制，i就在i*+DI和i*-DI的范圍內(nèi)，呈鋸齒狀地跟蹤指令電流i*71l環(huán)寬過寬時，開關(guān)動作頻率低，跟蹤誤差大l環(huán)寬過窄時，跟蹤誤差小，但開關(guān)頻率過高，開關(guān)損耗增大l L過大時，i的變化率過小，對指令電流的跟蹤慢lL過小時，i的變化率過大，i*-i頻繁地達到DI，開關(guān)頻率過高O圖6-23tiii*+D Ii*-D Ii*圖6-23 滯環(huán)比較方式的指令電流和輸出電流72圖6-24+-iUi*UV4+-iVi*V+-iWi*WV1V6V

35、3V2V5UdUVW圖6-24 三相電流跟蹤型PWM逆變電路圖6-24采用滯環(huán)比較方式的三相電流跟蹤型 PWM逆變電路，有和圖6-22相同的三個單相半橋電路組成，三相電流指令信號iu*、 iv*、 iw*依次相差120073圖6-25Oti*UOtuABiUi圖6-25 三相電流跟蹤型PWM逆變電路輸出波形圖6-25線電壓的正半周和負半周內(nèi)，都有極性相反的脈沖輸出，這將使輸出電壓中的諧波分量增大，也使負載的諧波損耗增加74采用滯環(huán)比較方式的電流跟蹤型采用滯環(huán)比較方式的電流跟蹤型PWM變流電路有如變流電路有如下特點下特點硬件電路簡單屬于實時控制方式，電流響應(yīng)快不用載波，輸出電壓波形中不含特定頻率

36、的諧波和計算法及調(diào)制法相比，相同開關(guān)頻率時輸出電流中高次諧波含量多 屬于閉環(huán)控制，是各種跟蹤型PWM變流電路的共同特點 75濾波器+-uu*u2Ud2Ud圖6-26 電壓跟蹤控制電路舉例把指令電壓u*和板橋逆變電路輸出電壓u進行比較，通過濾除偏差信號中的諧波分量，濾波器的輸出送入滯環(huán)比較器，由比較器輸出控制主電路開關(guān)器件的通斷，從而實現(xiàn)電壓跟蹤控制76u和電流跟蹤控制電路相比，只是把指令和反饋信號從電流變?yōu)殡妷簎輸出電壓PWM波形中含大量高次諧波，必須用適當?shù)臑V波器濾除uu*=0時，輸出電壓u為頻率較高的矩形波，相當于一個自勵振蕩電路uu*為直流信號時，u產(chǎn)生直流偏移，變?yōu)檎撁}沖寬度不等，正

37、寬負窄或正窄負寬的矩形波uu*為交流信號時，只要其頻率遠低于上述自勵振蕩頻率，從u中濾除由器件通斷產(chǎn)生的高次諧波后，所得的波形就幾乎和u* 相同，從而實現(xiàn)電壓跟蹤控制776.3 PWM6.3 PWM跟蹤控制技術(shù)跟蹤控制技術(shù)6.3.1 滯環(huán)比較方式6.3.2 三角波比較方式786.3.2 6.3.2 三角波比較方式三角波比較方式圖6-27 三角波比較方式電流跟蹤型逆變電路負負載載+- -iUi*U+- -iVi*V+- -iWi*WUdC+- -C+- -C+- -三相三角波三相三角波發(fā)生電路發(fā)生電路AAAl 通過閉環(huán)來進行控制l 把指令電流i*U、i*V和i*W和實際輸出電流iU、iV、iW進

38、行比較，求出偏差，通過放大器A放大后，再去和三角波進行比較，產(chǎn)生PWM波形l 功率開關(guān)器件開關(guān)頻率是一定的，等于載波頻率79為改善輸出電壓波形，三角波載波常用三相三角波載波信號和滯環(huán)比較控制方式相比，三角波比較控制方式輸出電流所含的諧波少 定時比較方式不用滯環(huán)比較器，而是設(shè)置一個固定的時鐘，以固定采樣周期對指令信號和被控制變量進行采樣，根據(jù)二者偏差的極性來控制變流電路開關(guān)器件的通斷80負載L+圖6-22-iii*VD1VD2V1V22Ud2Ud圖6-22 滯環(huán)比較方式電流跟蹤控制舉例l在時鐘信號到來的時刻如i i*，令V1關(guān)斷，V2導(dǎo)通，使i減小l每個采樣時刻的控制作用都使實際電流與指令電流的

39、誤差減小81 采用定時比較方式時，器件的最高開關(guān)頻率為時鐘頻率的1/2 和滯環(huán)比較方式相比，電流控制誤差沒有一定的環(huán)寬，控制的精度低一些 82第第6 6章章 PWMPWM控制技術(shù)控制技術(shù)6.1 PWM的基本原理6.2 PWM逆變電路及其控制方法6.3 PWM跟蹤控制技術(shù)6.4 PWM整流電路及其控制方法 本章小結(jié)836.4 PWM6.4 PWM整流電路及其控制方法整流電路及其控制方法6.4.1 PWM整流電路的工作原理6.4.2 PWM整流電路的控制方法846.4 PWM6.4 PWM整流電路及其控制方法整流電路及其控制方法實際應(yīng)用的整流電路晶閘管相控整流或二極管整流輸入電流滯后于電壓，滯后角

40、隨著a的增大而增大，位移因數(shù)隨之降低輸入電流中諧波分量大，功率因數(shù)很低雖位移因數(shù)接近1，但輸入電流中諧波分量很大，所以功率因數(shù)也很低85PWM整流電路整流電路把逆變電路中的SPWM控制技術(shù)用于整流電路使其輸入電流非常接近正弦波，且和輸入電壓同相位，功率因數(shù)近似為1單位功率因數(shù)變流器單位功率因數(shù)變流器(高功率因數(shù)整流器高功率因數(shù)整流器)通過控制866.4 PWM6.4 PWM整流電路及其控制方法整流電路及其控制方法6.4.1 PWM整流電路的工作原理6.4.2 PWM整流電路的控制方法876.4.1 PWM6.4.1 PWM整流電路整流電路的的工作原理工作原理1單相PWM整流電路圖6-28 單相

41、PWM整流電路a)單相半橋電路 b)單相全橋電路 負載usLsisRsV1V2V4V3ABVD3VD1VD2VD4+udusLsRsV1V2VD1VD2ud負載C1C2a)b)l半橋電路直流側(cè)電容必須由兩個電容串聯(lián)，其中點和交流電源連接l全橋電路直流側(cè)電容只要一個就可以lLs包括外接電抗器的電感和交流電源內(nèi)部電感，是電路正常工作所必須的lRs包括外接電抗器中的電阻和交流電源的內(nèi)阻88圖6-28 單相PWM整流電路b)單相全橋電路 用正弦信號波和三角波相比較的方法對V1V4進行SPWM控制，就可以在橋的交流輸入端AB產(chǎn)生一個SPWM波uABuAB中含有和正弦信號波同頻率且幅值成比例的基波分量，以

42、及和三角波載波有關(guān)的頻率很高的諧波，不含有低次諧波由于Ls的濾波作用，諧波電壓只使is產(chǎn)生很小的脈動負載usLsiRsV1V2V4V3ABVD3VD1VD2VD4+uds89圖6-28 單相PWM整流電路b)單相全橋電路 當正弦信號波頻率和電源頻率相同時，is也為與電源頻率相同的正弦波在us一定時，is幅值和相位僅由uAB中基波uABf的幅值及其與us的相位差決定改變uABf的幅值和相位，可使is和us同相或反相，is比us超前90，或使is與us相位差為所需角度負載usLsiRsV1V2V4V3ABVD3VD1VD2VD4+uds90圖6-29 PWM整流電路的運行方式相量圖a)整流運行 b

43、)逆變運行 c)無功補償運行 d)Is超前角為圖a中，UAB 滯后Us 相角d ，Is和 Us同相，電路工作整流狀態(tài)，功率因數(shù)為1圖b中，UAB超前Us的相角d ，Is和Us反相，電路工作在逆變狀態(tài)jdUsURUABIsULdUsURUABIsULc)d)dUsURUABIsULb)dULURUABIsa)Us91圖6-29 PWM整流電路的運行方式相量圖a)整流運行 b)逆變運行 c)無功補償運行 d)Is超前角為圖c中， UAB 滯后 Us 相角d， Is 超前 Us 90，電路向交流電源送出無功功率，這時稱為靜止無功功率發(fā)生器圖d中，通過對UAB 幅值和相位的控制，可以使 Is 比Us

44、超前或滯后任一角度j jdUsURUABIsULdUsURUABIsULc)d)dUsURUABIsULb)dULURUABIsa)Us92圖6-28 單相PWM整流電路b)單相全橋電路 負載usLsisRsV1V2V4V3ABVD3VD1VD2VD4+ud整流運行狀態(tài)下整流運行狀態(tài)下l當us 0時，由V2、VD4、VD1、 Ls和V3、VD1、VD4、Ls分別組成兩個升壓斬波電路 V2通時，us通過V2、VD4向Ls 儲能 V2關(guān)斷時，Ls中儲存的能量通過VD1、VD4向直流側(cè)C充電93圖6-28 單相PWM整流電路b)單相全橋電路 負載usLsisRsV1V2V4V3ABVD3VD1VD2

45、VD4+udl us 0時類似942 2三相三相PWM整流電路整流電路圖6-30 三相橋式PWM整流電路 工作原理和前述的單相全橋電路相似，只是從單相擴展到三相 進行SPWM控制，在交流輸入端A、B和C可得 SPWM電壓，按圖6-29a的相量圖控制，可使ia、 ib、ic為正弦波且和電壓同相且功率因數(shù)近似為1952 2三相三相PWM整流電路整流電路圖6-30 三相橋式PWM整流電路 和單相相同，該電路也可工作在逆變運行狀態(tài)及圖c或d的狀態(tài)966.4 PWM6.4 PWM整流電路及其控制方法整流電路及其控制方法6.4.1 PWM整流電路的工作原理6.4.2 PWM整流電路的控制方法976.4.2

46、 PWM6.4.2 PWM整流電路整流電路的的控制方法控制方法1間接電流控制沒有引入電流反饋相位和幅值控制相位和幅值控制按圖6-29a（逆變時為圖6-29b）的相量關(guān)系來控制整流橋交流輸入端電壓，使得輸入電流和電壓同相位，從而得到功率因數(shù)為1的控制效果98控制系統(tǒng)的閉環(huán)是整流器直流側(cè)電壓控制環(huán)直流電壓給定信號和實際直流電壓ud比較后送入PI調(diào)節(jié)器，PI調(diào)節(jié)器的輸出為一直流電流信號id，id的大小和整流器交流輸入電流幅值成正比圖6-31 間接電流控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)99圖6-31 間接電流控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)穩(wěn)態(tài)時，ud=ud，PI調(diào)節(jié)器輸入為零，PI調(diào)節(jié)器的輸出id和負載電流大小對應(yīng)，也和交流輸入電流幅值相對應(yīng)*負載電流增大時，C放電而使其ud下降，PI調(diào)節(jié)器的輸入端出現(xiàn)正偏差，使其輸出id增大，使整流器交流輸入電流增大，也使ud回升100圖6-31 間接電流控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu) 達到穩(wěn)態(tài)時，ud仍和 ud 相等，PI調(diào)節(jié)器輸入仍恢復(fù)到零，而id則穩(wěn)定為為新的較大的值，與較大的負載電流和較大的交流輸入電流相對應(yīng)* 負載電流減小時，調(diào)節(jié)過程和上述過程相反10