液晶電視Power原理

1、C9031000R902684濾 波 電 容(1206)CN901LEN共 模 電 感(1206)約 300V的 直 流 電 壓整 流 橋C9010.33/300V熱 敏 電 阻Y電 容L90173L174-26-TBD90193L50-460-8 2KBP06M瀉 放 電 阻C9021000tNR9018 ohmF9012A/250V12+C904100UF/400VX電 容R901684Y電容、共模電感：消除共模干擾 X電容：消除差模干擾，R901、R902 ：瀉放電阻，瀉放關(guān)機(jī)后，Y電容、X電容上的電壓熱敏電阻：消除開(kāi)機(jī)瞬間的浪涌電流通過(guò)整流濾波后，輸入約300V的直流電壓- 300VD

2、901FR107MBR20100CT,TO220+C9211000UF,16VC9051500/1KVR911100K/2W93L60-227to IC SENSE PIND911R9300.47,2WT90180L600-3-L8.910.1112356Q90157L724-4 因應(yīng)各種不同的輸出功率，開(kāi)關(guān)電源按DC/DC變換器的工作方式分又可分為反激式（Flyback）、順向式（Forward）、全橋式（Full Bridge）、半橋式（Half Bridge）和推挽式（Push-Pull）等電路拓?fù)洌═opology）結(jié)構(gòu)。其中單端反激式開(kāi)關(guān)電源是一種成本最低的電源電路，可以同時(shí)輸出不同

3、的電壓，且有較好的電壓調(diào)整率，應(yīng)用較為廣泛。 藉由PWM IC控制開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通與否，配合次級(jí)側(cè)的二極管和電容，即可得到穩(wěn)定DC電壓的輸出。Ui為含有一定交流成份的直流電壓，由開(kāi)關(guān)功率管斬波和高頻變壓器降壓，將儲(chǔ)存于在變壓器的能量傳遞給次級(jí)側(cè)，轉(zhuǎn)換成所需電壓值的方波，最后再將這個(gè)方波電壓經(jīng)整流濾波變?yōu)樗枰闹绷麟妷骸４送飧淖冏儔浩鞒?、次?jí)的圈數(shù)，就可以得到想要的DC電源。PWM控制電路是這類開(kāi)關(guān)電源的核心，它通過(guò)取樣反饋閉環(huán)回路，調(diào)整高頻開(kāi)關(guān)元件的開(kāi)關(guān)時(shí)間比例即占空比，以達(dá)到穩(wěn)定輸出電壓的目的。 由于高頻變壓器的磁芯只有一個(gè)輸出端，而MOS開(kāi)關(guān)功率管導(dǎo)通時(shí)，次級(jí)整流二極管截止，電能就儲(chǔ)存在高頻

4、變壓器的初級(jí)電感線圈中；當(dāng)MOS功率管關(guān)斷時(shí)整流二極管導(dǎo)通，初級(jí)線圈上的電能傳輸給次級(jí)繞組，并經(jīng)過(guò)次級(jí)整流二極管輸出，故稱之為單端反激式。R911100K/2WC9051500/1KVVdVccD901FR107輸出穩(wěn)壓電路輸出穩(wěn)壓電路Vo=（R936+R937）/R937*2.5V8.910.1112356IC90356L139-3R9369K31,1%(0603)C925+C923470UF,16V(0805)C926474,25V,Y5UAIC90556L158-4-T(0805)(1206)R9372K43,1%+C9221000UF,16VR928102R934471RR935102

5、D911KMBR20100CT,TO22093L60-227(0805)(0603)C927103,50V,X7R(0603)+C9211000UF,16VTL431T90180L600-3-LL90273A253-91-Lref+-32651KAVref 左圖為其內(nèi)部的框圖：當(dāng)Vref的電壓升高時(shí)，運(yùn)放的輸出電壓（Pin 6)的電壓也升高，致使VT的電壓降低,流過(guò)光耦中的電流增大，通過(guò)反饋使Vo的電壓降低，反之同理VT脈寬調(diào)制控制器SG6841最簡(jiǎn)單的外圍電路 脈寬調(diào)制控制器SG6841啟動(dòng)電路： 電源通過(guò)Rin向IC提供電源，通過(guò)內(nèi)置的電阻向C1充電，充至工作電壓時(shí)，啟動(dòng)整個(gè)電路工作，這時(shí)

6、IC工作的電壓由通過(guò)輔助繞組感應(yīng)電壓，經(jīng)過(guò)D整流，C1濾波后提供Vdd電壓。 因?yàn)榧纳姼械拇嬖冢總€(gè)周期當(dāng)MOS管ON時(shí)，PWM Pluse通過(guò)要產(chǎn)生毛刺。毛刺的寬度Tb在幾十納秒的范圍內(nèi)，大小取決于PWM脈沖的Tr和寄生電容的大小，為避免不穩(wěn)定性引起output過(guò)早關(guān)斷，這一毛刺被內(nèi)置的恒定的2%周期（200350nsec）所濾掉。在這一逆程消隱周期內(nèi)，IC的電流比較器暫時(shí)無(wú)法使PWM輸出過(guò)早地關(guān)斷。（無(wú)VRS的電壓有多大）因?yàn)镮C已經(jīng)內(nèi)置了濾波電路，可以直接連接而不需加RC電路。 主要脈沖消隱固定輸出功率限制 從P的計(jì)算公式知道Vin受Vac的限制，將會(huì)影響P。如果Vac從90264Va

7、c的供電設(shè)備，代入P的計(jì)算公式，可以看到P將會(huì)發(fā)生變化。盡管輸出電壓理論上可以通過(guò)Ton來(lái)調(diào)節(jié)，但是最大的輸出功率仍然受到IC的響應(yīng)速度Td的影響。當(dāng)Vsense=Ip*Rs0.85V，它將會(huì)盡力去關(guān)斷輸出。在Td期間，MOS管仍然導(dǎo)通，它繼續(xù)釋放能量。因此，實(shí)際上的導(dǎo)通時(shí)間等于Ton+Td，從而輸出功率等于 有一電路技術(shù)可解決P的不平衡問(wèn)題，即增加電阻在Vin和Vsense間去補(bǔ)償Td的影響而維持同樣的輸出功率在不同的Vin范圍內(nèi)。如圖所示。啟動(dòng)電阻 Rin近似1.02.0M兼具啟動(dòng)和補(bǔ)償Td的作用。內(nèi)在的電阻RM（1K）等同于電源補(bǔ)償，因此不必外加RM電阻。加入極限電壓調(diào)節(jié)來(lái)補(bǔ)償高低輸入電

8、壓時(shí)P的差異。當(dāng)輸入電壓增大時(shí)，極限電壓從0.85V降小，小的極限電壓意味著gate驅(qū)動(dòng)提早截止，減小PWM的Ton時(shí)間從而使輸出功率同低電壓時(shí)相同。 前面提及Ton隨著Vin的不同能夠通過(guò)反饋回路自動(dòng)調(diào)整，因此P理論上能保持一定值。然而，Td看起來(lái)不能通過(guò)反饋回路來(lái)調(diào)整，它的值是恒定的。從而，P將會(huì)變化。因?yàn)門d依靠于Vin，P在高的Vin將會(huì)高于低的Vin。這種P在Vin高和低時(shí)的變化，將迫使選擇高的Rating元件去適應(yīng)高的Vin條件。也就意味著需要高成本的元件來(lái)解決功率的問(wèn)題。 ULVO控制 內(nèi)置雙穩(wěn)態(tài)比較器，ON的電壓為16V，OFF的電壓為10V。ON和OFF之間防止在電源ON/O

9、FF間Vdd不穩(wěn)定。當(dāng)Vdd10V時(shí)，進(jìn)入復(fù)位；當(dāng)Vdd16V時(shí)，可重新啟動(dòng)電路。過(guò)流保護(hù)PFC即 Power Factor Correction，中文意為功率因數(shù)校正。功率因數(shù)習(xí)慣上用cos 來(lái)表示， 為正弦電壓與正弦電流間的相位差。由于二極管的非線性，盡管輸入的電壓為正弦，電流卻為嚴(yán)重的非正弦，因此線性電路的功率因數(shù)計(jì)算不再適用于AC-DC變換電路。因此用PF表示功率因數(shù)定義PF=有功功率/伏安P/ V I輸入電流為非正弦波，其有效值為I=I1+ I2 + I3 + + In式中，I1,I2In分別為電流基波分量、二次諧波、n次諧波脈沖狀的輸入電流，一方面使諧波噪聲水平提高，同時(shí)在AC-D

10、C整流電路的輸入端必須加濾波器，造成成本、體積、重量均增加。大量諧波分量倒流入電網(wǎng)，造成對(duì)電網(wǎng)的諧波污染。一方面，產(chǎn)生二次效應(yīng)，即電流流過(guò)線路阻抗造成諧波電壓降，反過(guò)來(lái)使電源電壓業(yè)發(fā)生畸變；另一方面，會(huì)造成電路故障，使變電設(shè)備損壞。2. 使電源的輸入端功率因數(shù)下降，負(fù)載上可以得到的實(shí)際功率減少。脈沖狀的電流波形，有效值大而平均值小。所以，電網(wǎng)輸入伏安數(shù)大，負(fù)載功率卻較小。一、PFC的方法 1、無(wú)源濾波器 在整流器和電容之間串聯(lián)一濾波電感，或在交流側(cè)接入諧振濾波器。 2、有源濾波器 在整流器和負(fù)載間接入一個(gè)DC-DC開(kāi)關(guān)變換器，應(yīng)用電流反饋技術(shù)，使 輸入端電流波形跟蹤交流輸入正弦電壓波形，使輸入

11、電流接近正弦波。 二、功率因數(shù)校正的基本原理 從理論上來(lái)說(shuō)，任何一種變換器拓?fù)?，如buck、boost、flyback等都可以作為PFC的主電路。但，boost更廣泛應(yīng)用于PFC。 PFC的工作原理如下：主電路的輸出電壓VO和基準(zhǔn)電壓Vr同時(shí)輸入給電壓誤差放大器VA，整流電壓VDC檢測(cè)值和VA的輸出電壓共同加到乘法器M的輸入端，乘法器M的輸出則作為電流反饋控制的基準(zhǔn)信號(hào)，于開(kāi)關(guān)電流is檢測(cè)值比較后，經(jīng)過(guò)電流誤差放大器CA加到PWM及驅(qū)動(dòng)器，以控制開(kāi)關(guān)Tr的通斷，從而使輸入電流即電感電流iL的波形與整流電壓VDC的波形基本一致，使電流諧波大為減少，提高了輸入端功率因數(shù)，由于功率因數(shù)校正器同時(shí)保持

12、輸出電壓恒定，使下一級(jí)的電路設(shè)計(jì)更方便. 圖87給出輸入電壓波形VDC、Vi和經(jīng)過(guò)校正后的輸入電流iL、ii波形。輸入的電流波形被PWM頻率調(diào)制，使原來(lái)呈脈沖狀的波形，調(diào)制成接近正弦波（含有高頻紋波）的波形。 圖86所示的電路在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，當(dāng)開(kāi)關(guān)Tr導(dǎo)通時(shí)，Io0，iLis；當(dāng)開(kāi)關(guān)Tr關(guān)斷時(shí)，is 0， iLio，is為流過(guò)開(kāi)關(guān)Tr的電流波形。具有高頻紋波的輸入電流，取每個(gè)開(kāi)關(guān)周期的平均值，則可得到較光滑的近似正弦波。 三種APFC的控制方法：電流峰值控制、電流滯環(huán)控制、平均電流控制 一、電流峰值控制: 圖88為電流峰值控制的原理圖。圖中開(kāi)關(guān)管Tr的電流is被檢測(cè)，所得的信號(hào)isRi送入比

13、較器。電流基準(zhǔn)值由乘法器輸出Z供給，ZXY。乘法器有兩個(gè)輸入，一個(gè)輸入X是輸出電壓VO/H與基準(zhǔn)電壓Vref之間的誤差（經(jīng)過(guò)電壓誤差放大器VA）信號(hào)；另一個(gè)輸入Y為電壓VDC檢測(cè)值VDC/K，VDC為輸入正弦電壓Vi的全波整流值。因此，電流基準(zhǔn)為雙半波正弦電壓，令電感（輸入）電流的峰值包絡(luò)線跟蹤輸入電壓VDC的波形。使輸入電流與電壓同相位，并接近正弦。 圖89給出半個(gè)工頻周期內(nèi)PWM高頻調(diào)制的電感電流波形，虛線為各個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)電感電流峰值的包絡(luò)線 ，一般情況下，當(dāng)紋波很小時(shí)，電感電流峰值與平均值很接近。但這意味著電感電流上升平緩，要求電感大。由于開(kāi)關(guān)Tr的門極信號(hào)Vg控制電感電流的高頻調(diào)制。當(dāng)

14、Tr導(dǎo)通時(shí)，電感電流上升，達(dá)到分值（由電流基準(zhǔn)控制）；這是比較器輸出信號(hào)，使開(kāi)開(kāi)關(guān)關(guān)斷，電感電流下降。下一周期，Tr再次導(dǎo)通，如此周期性變化。這種控制方式中，開(kāi)關(guān)頻率是恒定的。從同8-9可見(jiàn)，當(dāng)電感電流峰值按工頻變化，從零變化到最大值時(shí)，占空比D逐漸由大到小，即半個(gè)工頻周期內(nèi)，占空比有時(shí)大于0.5，有時(shí)小于0.5；因此，有可能產(chǎn)生諧波振蕩。ip 二、平均電流控制法 它的主要特點(diǎn)是電流誤差放大器CA代替圖8-8中的電流比較器。平均電流控制原來(lái)是用在開(kāi)關(guān)電源中形成電流環(huán)，以調(diào)節(jié)電流輸出，并且僅以輸出電壓誤差放大器信號(hào)為基準(zhǔn)電流。應(yīng)用于功率因數(shù)調(diào)節(jié)時(shí)，以輸入整流電壓和輸出電壓誤差放大信號(hào)的乘積為電流

15、基準(zhǔn)；并且電流環(huán)調(diào)節(jié)輸入電流平均值，使與輸入整流電壓同相位，并接近正弦波形。輸入電流信號(hào)被直接檢測(cè)，與基準(zhǔn)電流比較后，其高頻分量（例如100Khz）的變化，通過(guò)電流誤差放大器被平均處理。放大后的平均電流誤差與鋸齒波斜波比較后，給開(kāi)關(guān)Tr驅(qū)動(dòng)信號(hào)，并決定了其應(yīng)有的占空比，于是電流誤差被迅速而精確地校正。 下圖為平均電流控制的時(shí)電感電流的波形圖。圖中實(shí)線為電感電流，虛線為平均電流。平均電流控制的特點(diǎn)是工頻電流的峰值是高頻電流的平均值，因而高頻電流的峰值比工頻電流的峰值更高。 三、電流滯環(huán)控制法： 原理圖如下：電流滯環(huán)控制與峰值法控制的差別只是前者檢測(cè)的電流是電感電流，并且控制電路中多了一個(gè)滯環(huán)邏輯

16、控制器。邏輯控制器的特性：有一個(gè)電流滯環(huán)帶，所檢測(cè)的輸入電壓經(jīng)分壓后，產(chǎn)生兩個(gè)基準(zhǔn)電流的上限和下限值。當(dāng)電感電流大基準(zhǔn)下限值imin時(shí)，開(kāi)關(guān)Tr導(dǎo)通，電感電流上升，當(dāng)電感電流達(dá)基準(zhǔn)上限值imax時(shí)，開(kāi)關(guān)Tr關(guān)斷，電感電流下降。 三、電流滯環(huán)控制法： 下圖為電流滯環(huán)法控制時(shí)的電感電流波形圖。Imax及imin如圖中上、下兩條虛線所示；實(shí)線為電感電流，在imax與imin兩條虛線間變化。中間一條虛線為電流平均值。電流滯環(huán)寬度決定了電流紋波大小，它可以是固定值，也可以與瞬時(shí)平均值電流成比例。 實(shí)際PFC電路分析：IC901 TDA4863-2G86754213VCCGNDGDZCDCSCOMPINV

17、MULTL90651081267R913330K 1/8WR94010K 1/10WR9190.27 3WtNR9025A/3 C9120.47uF/25VR9050.27 3WR906620K 1/8WQ901IRFP460A(TO-3P)123R90910K 1/10WTO L6565R9080 1/8WR912330K 1/8WR93622 1/10WD904MLL4148C9130.01UR90368K 1/10WR907620K 1/8WR911330K 1/8WC9100.1uFR90447 1/10WPower SupplyC9110.001uFC9271000PFR91418K

18、 1/10WtNR9015A/3 R933470 1/10W+C907180uF/420V+C90950V_10uFBridge OutputC9640.01U 630VD902R91010K 1/10W 實(shí)際PFC電路分析： 為什么需要同步整流？同步整流的意義。同步整流的基本電路形式與原理。 隨著現(xiàn)代電子技術(shù)向高速度高頻率發(fā)展的趨勢(shì)，電源模塊的發(fā)展趨勢(shì)必然是朝著更低電壓、更大電流的方向發(fā)展，電源整流器的開(kāi)關(guān)損耗及導(dǎo)通壓降損耗也就成為電源功率損耗的重要因素。而在傳統(tǒng)的次級(jí)整流電路中，肖特基二極管、快速恢復(fù)二極管是低電壓、大電流應(yīng)用的首選。目前應(yīng)用在TV POWER上的整流二極管的正向?qū)▔航狄?/p>

19、般為0.70.9V，甚至達(dá)1V當(dāng)電源模塊的輸出電流進(jìn)一步增大時(shí)，電源模塊的效率就低得驚人了。隨著TV Panel尺寸的增大，Inverter的消耗功率也隨之增大，以CMO 32”Panel為例，其這時(shí)Inverter消耗的功率典型值為122W，供電電流可達(dá)5A，若再采用傳統(tǒng)肖特基二極管整流其效率就太低了。 傳統(tǒng)的整流二極管的功耗分析如下： 設(shè)輸出電壓為Vo，電流一定時(shí)，輸出整流管正向壓降為VF。已知PF/POVFIF/VOIO，PF與PO分別為二極管功耗及電源的輸出功率。當(dāng)IF=IO,有PF/PO=VF/VO,即VF/VO放映了PF/PO的大小。低電壓大電流時(shí)，其功耗可能占整個(gè)變換器功耗的50

20、60。低電壓功率MOSFET的通態(tài)電阻Rds以及正向壓降VF很小。如I=20A，功率MOS管的正向壓降VF=0.12V,通態(tài)導(dǎo)通電阻6m,功耗2.4W；而二極管的正向壓降VF=0.34V，功耗6.8W。由此看出用MOS管代替整流管，可提高電源的效率。同步整流的技術(shù)優(yōu)點(diǎn)：正向壓降很小，阻斷電壓高，反向電流小等。 圖所示為整流二極管和N溝道功率MOS管的電路圖形符號(hào)。整流二極管有兩極：陽(yáng)極A和陰極K。功率MOS管有三極：漏極D、源極S和門極G。用作同步整流時(shí)，功率MOS管的源極S相當(dāng)于二極管的陽(yáng)極A,漏極D相當(dāng)于二極管的陰極K。源漏極間有一個(gè)寄生二極管（或稱體二極管），還有輸出結(jié)電容（此處未畫(huà)出）

21、，驅(qū)動(dòng)信號(hào)加在門極和源極（GS）間。因此SR也是一種可控的開(kāi)關(guān)器件，提供適當(dāng)?shù)尿?qū)動(dòng)控制，實(shí)現(xiàn)整流。但這時(shí)候MOS管是反接的，與作為開(kāi)關(guān)使用時(shí)是完全不同的。整流二極管和N溝道功率MOS管的電路圖形符號(hào) 圖78為一個(gè)輸入為交變方形脈沖的半波整流電路，圖78（a）為用二極管整流，圖78（b）為用同步整流管SR代替二極管D，門極G接驅(qū)動(dòng)信號(hào)電壓，門極處于低電位，SR阻斷；門極處于高點(diǎn)位，SR導(dǎo)通，于是負(fù)載上得到半周電壓，實(shí)現(xiàn)半波整流。若門極和漏極分別接在變壓器副邊輸出兩端，則驅(qū)動(dòng)信號(hào)來(lái)自變壓器副邊電壓，這是傳統(tǒng)的電壓型自驅(qū)動(dòng)同步整流方式。門極電壓與漏源極間電壓變化同步（因此，這種同步整流方式稱為同步整

22、流）功率MOS管用作同步整流，有三個(gè)關(guān)鍵參數(shù)：功耗、阻斷電壓和體二極管的恢復(fù)時(shí)間。 半波整流電路 11. 功耗： PSR=IFrmsRonCinVGSf 式中，第一項(xiàng)為正向通態(tài)損耗，IFrms為正向電流有效值，Ron為通態(tài)電阻；第二項(xiàng)為開(kāi)關(guān)過(guò)程中功率MOS管輸入電容充放電引起的損耗，其中f為開(kāi)關(guān)頻率；Cin為輸入電容，VGS為門極驅(qū)動(dòng)電壓。由公式可知功耗與Ron和Cin有關(guān)，工程上常用乘積K表示SR的損耗大?。篕=RonCin K稱為“損耗因數(shù)”，單位為“nFm”。一般用作開(kāi)關(guān)的MOS管，工作電壓在50V以上，K250 nFm；而用作SR的MOS管，工作電壓在50V以下，希望損耗因數(shù)25 nF

23、m。 為了減小通態(tài)電阻，在使用時(shí)可以將幾個(gè)低功率MOS管并聯(lián)組成SR.但在高頻時(shí)，MOS管并聯(lián)后，寄生電容會(huì)增大許多，因而輸入電容充放電引起的損耗會(huì)大幅增加。 122. SR的體二極管恢復(fù)時(shí)間功率MOS管有寄生的二極管，稱為體二極管，其恢復(fù)時(shí)間trr與存儲(chǔ)在體二極管內(nèi)的多余電荷成正比。一般功率MOS管trr約為200ns，希望SR體二極管的trr也和SBD一樣，能控制在10ns左右。此外，體二極管的通態(tài)損耗與其正向壓降VF成正比，一般它的VF1V，遠(yuǎn)大于功率MOS管本身的正向壓降。因此為了減少寄生二極管的附加損耗，在運(yùn)行過(guò)程中，因使負(fù)載電流避免流過(guò)SR的體二極管，即使有電流過(guò)，也要盡量減少在體

24、二極管的流通時(shí)間。如果體二極管能保持在阻斷狀態(tài)，SR可以很快由導(dǎo)通狀態(tài)轉(zhuǎn)換到關(guān)斷狀態(tài)。2SR的阻斷電壓 synchronous rectifier3. 與SBD相比，SR可以承受更高的阻斷電壓。 二、同步整流常見(jiàn)電路模型同步整流技術(shù)大體上可以分為自驅(qū)動(dòng)（self driven）、外驅(qū)動(dòng)（control driven）和半自驅(qū)動(dòng)三種方式。（一）反激式同步整流（一）反激式同步整流基本的反激式開(kāi)關(guān)電源拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)（fly back topology）如圖1所示。 其工作原理如下： 藉由PWM IC控制開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通與否，配合次級(jí)側(cè)的二極管和電容，即可得到穩(wěn)定DC電壓的輸出。Vin為含有一定交流成份的直流電

25、壓，由開(kāi)關(guān)功率管斬波和高頻變壓器降壓，將儲(chǔ)存于在變壓器的能量傳遞給次級(jí)側(cè)，轉(zhuǎn)換成所需電壓值的方波，最后再將這個(gè)方波電壓經(jīng)整流濾波變?yōu)樗枰闹绷麟妷?。PWM控制電路是這類開(kāi)關(guān)電源的核心，它通過(guò)取樣反饋閉環(huán)回路，調(diào)整高頻開(kāi)關(guān)元件的開(kāi)關(guān)時(shí)間比例即占空比，以達(dá)到穩(wěn)定輸出電壓的目的。在反激式開(kāi)關(guān)電源中，當(dāng)MOS開(kāi)關(guān)功率管導(dǎo)通時(shí)，次級(jí)整流二極管截止，電能就儲(chǔ)存在高頻變壓器的初級(jí)電感線圈中；當(dāng)MOS功率管關(guān)斷時(shí)整流二極管導(dǎo)通，初級(jí)線圈上的電能傳輸給次極繞組，并經(jīng)過(guò)次級(jí)整流二極管輸出。T1TRANSFORMER1324C2C1D1VinVoutQ1MOSFET NC1VoutVinC2Q1MOSFET ND

26、1T1TRANSFORMER1324基本反激電路結(jié)構(gòu)圖 用PMOSFET和NMOSFET替代圖1中的蕭特基二極管，可以實(shí)現(xiàn)同步整流 C2T1TRANSFORMER1324VoutC1Q2VinQ1MOSFET NT1TRANSFORMER1324Q2C2VinC1VoutQ1MOSFET N由NMOSFET構(gòu)成的反激同步整流電路結(jié)構(gòu) 由PMOSFET構(gòu)成的反激同步整流電路結(jié)構(gòu)與之類似，在此不詳細(xì)列出。在上述同步整流電路中，當(dāng)初級(jí)MOS開(kāi)關(guān)功率管導(dǎo)通時(shí)，次級(jí)同步整流MOS管截止；當(dāng)MOS功率管關(guān)斷時(shí)次級(jí)同步整流MOS管，初級(jí)線圈上的電能傳輸給次極繞組，并經(jīng)過(guò)次級(jí)同步整流MOS管輸出。可見(jiàn)，采用同

27、步整流的開(kāi)關(guān)電源工作原理并沒(méi)有太大變化，其設(shè)計(jì)的關(guān)鍵點(diǎn)在于同步整流管的位置與驅(qū)動(dòng)電路的結(jié)構(gòu)配合、波形的整形限幅和死區(qū)控制。 三、反激同步整流驅(qū)動(dòng)電路選擇三、反激同步整流驅(qū)動(dòng)電路選擇 同步整流管的驅(qū)動(dòng)方式有三種：第一種是外加驅(qū)動(dòng)控制電路，優(yōu)點(diǎn)是其驅(qū)動(dòng)波形的質(zhì)量高，調(diào)試方便。缺點(diǎn)是：電路復(fù)雜，成本高，在追求小型化和低成本的今天只有研究?jī)r(jià)值，基本沒(méi)有應(yīng)用價(jià)值。圖3是簡(jiǎn)單的外驅(qū)電路，R1D1用于調(diào)整死區(qū)。該電路的驅(qū)動(dòng)能力較小，圖4是在圖3的基礎(chǔ)上增加副邊推挽驅(qū)動(dòng)電路的結(jié)構(gòu)，可以增強(qiáng)其驅(qū)動(dòng)能力。圖3 一種實(shí)際的外驅(qū)電路圖4 增加驅(qū)動(dòng)能力的外驅(qū)電路 第二種是自驅(qū)動(dòng)同步整流。優(yōu)點(diǎn)是直接由變壓器副邊繞組驅(qū)動(dòng)或

28、在主變壓器上加獨(dú)立驅(qū)動(dòng)繞組，電路簡(jiǎn)單、成本低和自適應(yīng)驅(qū)動(dòng)是主要優(yōu)勢(shì)，在商業(yè)化產(chǎn)品中廣泛使用。缺點(diǎn)是電路調(diào)試的柔性較少，在寬輸入低壓范圍時(shí)，有些波形需要附加限幅整形電路才能滿足驅(qū)動(dòng)要求。 圖5是兩種由NMOSFET構(gòu)成反激同步整流的電路結(jié)構(gòu)。由于Vgs的正向驅(qū)動(dòng)都正比于輸出電壓，調(diào)節(jié)驅(qū)動(dòng)繞組的匝數(shù)可以確定比例系數(shù)，且輸出電壓都是很穩(wěn)定的，所以驅(qū)動(dòng)電壓也很穩(wěn)定。圖5 由NMOSFET構(gòu)成的反激同步整流自驅(qū)動(dòng)電路結(jié)構(gòu) 第三種是半自驅(qū)。其驅(qū)動(dòng)波形的上升或下降沿，一個(gè)是由主變壓器提供的信號(hào)，另一個(gè)是獨(dú)立的外驅(qū)動(dòng)電路提供的信號(hào)。 圖6 反激同步整流半自驅(qū)電路結(jié)構(gòu) 圖6是針對(duì)自驅(qū)的負(fù)壓?jiǎn)栴}，用單獨(dú)的放電回路

29、，提供同步整流管的關(guān)斷信號(hào)，避開(kāi)了自驅(qū)動(dòng)負(fù)壓放電的電壓超標(biāo)問(wèn)題。 反激同步整流實(shí)際應(yīng)用電路反激同步整流實(shí)際應(yīng)用電路 +C955470uF/35VD946MLL4148P1-1Q9452SC945PPQ3225/Lp=390uHT951POWER XFMR11121061452789Q943IRFB3415L952sence choke1324+C9511000uF/35VR95510 1/10W+C9491000uF/35VQ9482SA733PL953common choke1324+C95710uFC9560.1uFQ9462SA733PR9173.3K 1/8WD947MLL4148Q9

30、472SC945PR918N.CD949MLL4148P2-1+C9481000uF/35VQ942IRFB3415+C9501000uF/35VR9582K 1/10WZD94213VVinR95720 1/10WC958470pFR9163.3K 1/8WD950MLL4148P2-1P1-1R95911.5K 1/10WFOR BACKLIGHT 24V/5AR95410 1/10WQ941STP10N70ZFPR9500.36 2WVoutPWM起拉高電平的作用P1-1波形P2-1波形經(jīng)過(guò)經(jīng)過(guò)Q946的整形，負(fù)向的脈沖不見(jiàn)的整形，負(fù)向的脈沖不見(jiàn)（小于（小于0V時(shí)導(dǎo)通）時(shí)導(dǎo)通） 下圖為L(zhǎng)

31、952 P1-1及P2-2波形： 圖8 L952 P1-1及P2-1波形CH1:P2-1；CH2 :P1-1；CH3 :CH1-CH2P2-1/P1-1為同步整流驅(qū)動(dòng)的脈沖，通過(guò)L952來(lái)獲得。 圖9所示為同步整流管VDS， ID，VGS波形，由于我們采用的是反激式開(kāi)關(guān)電源的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，則VDS為高電平時(shí)對(duì)應(yīng)初級(jí)開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通狀態(tài)，VDS為低電平時(shí)對(duì)應(yīng)初級(jí)開(kāi)關(guān)管截止?fàn)顟B(tài)，此時(shí)變壓器次級(jí)線圈向負(fù)載釋放能量。從圖9可以看出，當(dāng)VDS為低電平時(shí)，VGS為高電平，此時(shí)同步整流管導(dǎo)通，有電流流過(guò)，能量釋放完后同步整流管截止，從而實(shí)現(xiàn)整流功能。 從圖中還可以看出，當(dāng)同步整流管VGS在能量釋放完之前已降為低電平，

32、但此時(shí)Id電流仍在持續(xù)。這主要是因?yàn)橥秸鞴苤械捏w二極管仍然導(dǎo)通，由于體二極管的正向?qū)▔航狄话愦笥?V，故此時(shí)能量的損耗比較大，這也是傳統(tǒng)自驅(qū)動(dòng)同步整流技術(shù)的弊端之一。因此要想降低能量損耗應(yīng)盡可能縮短或消除體二極管的導(dǎo)通時(shí)間，可以采用調(diào)整同步整流管導(dǎo)通時(shí)間的技術(shù) 圖9 Q942Vds Vgs Id波形 CH1: VDS；CH2 : ID； CH3:VGS 如圖4-1所示的電路圖為電壓取樣和反饋回路。該電路主要通過(guò)光電耦合器（IC902）和精確電位調(diào)節(jié)器（IC903）將輸出端電壓反饋回SG 6841 PIN2 FB端。L903接自次級(jí)整流濾波電路的輸出端。在介紹該電路之前，先介紹一下TL43

33、1（IC903）。TL431為精確電位調(diào)節(jié)器，其內(nèi)部原理圖如圖4-1所示。其內(nèi)部有一個(gè)電壓比較器，該電壓比較器的反相輸入端接內(nèi)部基準(zhǔn)電壓2.495V2%。該比較器的同相輸入端接外部控制電壓，比較器的輸出用于驅(qū)動(dòng)一個(gè)NPN的晶體管，使晶體管導(dǎo)通，電流就可以從Cathode端流向Anode。第四節(jié)第四節(jié) 電壓取樣和反饋回路電壓取樣和反饋回路圖4-1 TL431內(nèi)部原理圖當(dāng)電源的輸出端電壓超過(guò)12V時(shí)，由于REF2.5V,則TL431內(nèi)部比較器的輸出高電平從而使NPN管導(dǎo)通。 IC902即光電耦合器的2腳電位隨著降低，顯然這種變化勢(shì)必會(huì)使得流過(guò)光電耦合器的發(fā)光二極管的電流有所增大。由于光電耦合器PC

34、123Y24P的CTR（電流傳感系數(shù)即流過(guò)發(fā)光二極管的電流與流過(guò)光敏三極管的電流的比值）1，使得從PC123Y24P中的光敏三極管的4腳流過(guò)的電流也有所增大，這導(dǎo)致SG6841 PIN2 FB端電壓降低，于是PIN6 Gate端的輸出脈沖占空比變小，使次級(jí)輸出電壓降低，所以達(dá)到降壓的目的。輸出端電壓下降；同理，當(dāng)輸出端電壓降低時(shí)，TL431內(nèi)部比較器的輸出低電平從而使NPN管截止，從而使得流過(guò)光電耦合器的發(fā)光二極管的電流減小，可使SG6841 PIN2 FB端電壓升高，于是PIN6 Gate端的輸出脈沖占空比變大，輸出電壓上升。此外，由R936、C929組成阻抗匹配電路，起到高頻補(bǔ)償作用。 電

35、壓輸出端12V電壓由R925和R926分壓后輸入TL431的REF端，其中R925的阻值為4.3K，R926的阻值為2.4K。當(dāng)電源正常工作時(shí)，輸出5V的電壓經(jīng)分壓后剛好為2.5V輸入TL431。+C9231000UF/16VR92047_1/2W_MC902102PF/250VR9190.27_2WR92247_1/2W_Mjump1J928ZD90212V-+DB901GBU4052134C9090.1uF/50VR90810_1/4W+C9251000UF/16VC9134700PF/250VZD901N.CR912100_0805ON/OFFIC903HTL431AKRR91510K_

36、0805C9030.47uF/275VR9071M_1/4WZD904N.CR9051M_1/4WC906152P/1KVSG6841IC901VinRTVDDFBRISENSEGATE13472568+C905150UF/400VC912N.CR914N.C_1206+C924470UF/16VFB902DIPZD9035.1VR9281K_1/4WR9114.7K_1206D911FCH10A10INVERTER+C9221000UF/16VD901FR107NR90161L58-050-WTC910104/0805/Y5VR917JUMPERQ901A733R9041M_1/4WDIMC

37、9270.1UF/0805/Y5VIC902PC-1231234L90173L174-29-LS1423CON50312L90473A-253-91L12C921102P_500VR913LAYR9104.7K_1206R930470_1/2WR9254.3K_1/4W_1%D912FCQ10A06C904N.CR91610K_0805_1%OOOT901PQ26/22.5193547.87.810.11C911N.CQ9032SK2996F902-ShortC901102PF/250VR92147_1/2W_MD9031N4148FB901DIPCON5041234C9080.1U_50VR

38、9021M_1206R9311K_0805D913FCQ10A06R929JUMPERR91820K_1/4WR903100K_2WC920102P_500Vjump2J929R9262.4K_1/4W_1%R9011M_1206+C926470UF/16VCN901PLUG AC MALE123+C90710UF/25VR92427K_1/4W_1%CON50212345678910C9350.01U_50V_MEF+C9281000UF/16VF9012.5A/250VR9271K_1/4WR909472_0805C9360.1U_50V_MEFD910FCH10A10L90373A-25

39、3-91L12R9061M_1/4WD902PS102RL90273L174-25-LS1423+C937N.CQ902C945PWTV17425FJ1第二講、升壓板的工作原理第二講、升壓板的工作原理 自激型推挽式直流變換器是利用開(kāi)關(guān)晶體管和變壓器鐵芯的磁通量飽和來(lái)進(jìn)行自激振蕩，從而實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)管“開(kāi)關(guān)”轉(zhuǎn)換的直流變換器，它是由美國(guó)人羅耶 （GHRoyer）在1955年首先發(fā)明和設(shè)計(jì)的，故又稱“羅耶變換器”。這種變換器的電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，使用時(shí)鐵芯飽和，不僅鐵芯損耗大，而且晶體管在截止前出現(xiàn)較大IC峰值電流，開(kāi)關(guān)管損耗大。適用于幾十W輸出功率的電源，目前我們采用Royer電路的轉(zhuǎn)化效率大約為7585。

40、自激型推挽式（自激型推挽式（push-pull）直流變換器工作原理）直流變換器工作原理陰極冷光燈的特性陰極冷光燈的特性 冷陰極燈管（cold cathode fluorescent lamp）CCFL代表的是一個(gè)高非線性負(fù)載。一開(kāi)始當(dāng)冷光燈是冷卻的時(shí)候（在一段沒(méi)有運(yùn)轉(zhuǎn)的時(shí)間內(nèi)），啟動(dòng)冷光燈的電壓是一般的三倍。冷光燈在圖一中的特征是，啟動(dòng)電壓為1600伏特，一般運(yùn)作的平均電壓是300伏特。請(qǐng)注意，冷光燈在一開(kāi)始時(shí)是正電阻，然后轉(zhuǎn)換為低阻。這些特性表示它具有高輸出阻抗(電流源)，能抑制負(fù)的負(fù)載電阻效應(yīng)，且在啟動(dòng)冷光燈時(shí)可以限制電流。因?yàn)橹绷髯儞Q器直流變換器轉(zhuǎn)換器有一個(gè)低輸出阻抗，所以必須加入一個(gè)額

41、外的無(wú)損失（loseless）串聯(lián)阻抗，例如：一個(gè)耦合電容。在圖一中，對(duì)CCFL的等效電路做分析。VFL是冷光燈在一般操作下的平均電壓。冷光燈的阻抗（RFL）是一個(gè)復(fù)函數(shù)，但在固定電壓時(shí)，可被視為一個(gè)固定的負(fù)電阻。雜散電容和互連電容結(jié)合在一起成為CFL。圖一：CCFL的等效電路（第一節(jié)、自激型推挽式直流變換器工作原理）（第一節(jié)、自激型推挽式直流變換器工作原理）自激型推挽式直流變換器的電路原理自激型推挽式直流變換器的電路原理 如圖2所示：當(dāng)電壓V1加到輸入端時(shí)，由R224、R226組成的分壓電路會(huì)產(chǎn)生兩個(gè)電壓并加到兩個(gè)開(kāi)關(guān)晶體管的基極上，由于電路不可能完全對(duì)稱，所以總會(huì)使一個(gè)開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通。假定Q2

42、09先導(dǎo)通，其集電極電流iC1流過(guò)變壓器的初級(jí)線圈（3.45）將使變壓器鐵芯磁化，在其他線圈中產(chǎn)生感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)。V1R2241KR234620C237N.CTP1HVO1PT20180AL15T-7-YS593,46712R2261KQ209KTD1691123C23522PF/3KVD205RLS4148R232560TP3HVL1Q210KTD1691123TP5HVL1C2130.22/160VD209RLS4148C23322PF/3KV 由于6端是Q210的基極線圈，故此感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)將使晶體管Q210的基極處于負(fù)電位，從而使Q210一直處于截止?fàn)顟B(tài)，而1端的感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)則使V209的集電極

43、電流進(jìn)一步增加，并使V1很快達(dá)到飽和導(dǎo)通狀態(tài)，由于此時(shí)全部輸入電壓V1都加到初級(jí)線圈（3.45）兩端，因此（3.45）中的電流及由此電流產(chǎn)生的磁通也線性增加。當(dāng)鐵芯中的磁通達(dá)到或接近磁飽和值s時(shí)，Q209的集電極電流會(huì)急劇增大而形成一個(gè)尖峰，而此時(shí)磁通量的變化率則為零，因而（3.45）兩端的感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)也接近于零，由此將使開(kāi)關(guān)管Q209的基極電流減少，集電極電流下降，整個(gè)線圈中產(chǎn)生反向電動(dòng)勢(shì)，從而使線圈中的磁通脫離飽和，并促使晶體管Q209很快截止，Q210進(jìn)入導(dǎo)通。 而當(dāng)全部輸入電壓V1加到線圈的另一半（3.42）兩端時(shí)，線圈中的磁通將迅速下降并很快達(dá)到反向飽和值s，從而產(chǎn)生另一次崩潰過(guò)程。這

44、個(gè)過(guò)程周而復(fù)始，使得Q209、Q210交替導(dǎo)通，這樣在兩個(gè)晶體管的集電極產(chǎn)生相差180度的方波，通過(guò)這樣的一個(gè)周期性變化，變壓器的（2-5）端便迭加一個(gè)正弦波電壓，升壓后從（79）輸出。冷陰極燈管亮前一瞬間，高電壓全部加在燈管的兩端，因此時(shí)的燈管阻抗無(wú)窮大。此時(shí)的電壓通常設(shè)定在1000V左右，以滿足燈管的起動(dòng)條件。因此，燈管點(diǎn)亮后，阻抗降至數(shù)10K.因燈管兩端的電壓由高壓電容C233和燈管阻抗分壓而定。 電路中的C213電容主要是吸收晶體管在開(kāi)關(guān)時(shí)產(chǎn)生的尖峰脈沖，保護(hù)的晶體管。圖2所示。降壓轉(zhuǎn)換器單元降壓轉(zhuǎn)換器單元 在推挽單元（stage），電流是透過(guò)一個(gè)切換式降壓轉(zhuǎn)換器（buck regul

45、ator）Q3提供。在圖3中，顯示了降壓輸出單元和輸出電壓波形。輸出電壓是一個(gè)直流脈動(dòng)的半波。降壓輸出電流是和冷光燈的電流相關(guān)，且輸入和輸出的功率相同。 電感L1是作為提供充足的驅(qū)動(dòng)電流而用 D1作為續(xù)流二極管提供了L1在放電時(shí)推挽單元所需的電流及嵌位作用。圖3 降壓轉(zhuǎn)換器單元 自動(dòng)調(diào)光單元自動(dòng)調(diào)光單元 由于CCFL代表的是一個(gè)高非線性負(fù)載，所以自動(dòng)調(diào)整并輸出其穩(wěn)定的電流變的相當(dāng)重要。目前ROYER回路大都采用電流可變方式，該方式是通過(guò)檢出管電流值，使管電流穩(wěn)定并達(dá)到調(diào)光目的。一般用DC-DC轉(zhuǎn)換器作為反饋電壓，將管電流的變化反饋至降壓轉(zhuǎn)換器單元來(lái)進(jìn)行自動(dòng)調(diào)光。這種調(diào)光模式不易在液晶表面產(chǎn)生干

46、涉條紋.D 209R LS 4148P T20180A L15T-7-Y S593,46712C 224OP E N+C2210.47U/25VR 23812KR 232560D 205R LS 4148R 236560+C2191U/25VR 24051KD 207R LS 4148R 234620圖4自動(dòng)調(diào)光單元 控制電路強(qiáng)迫令橫跨于電流感測(cè)電阻R232與整流器D205上的平均電壓等于一個(gè)參考電壓。 R232可以改變電流和冷光燈的亮度。通過(guò)D209、D207整流及高低頻濾波產(chǎn)生的DC參考電壓反饋到PWM IC，控制其電流輸出。第二節(jié)、第二節(jié)、TL1451應(yīng)用分析應(yīng)用分析PIN簡(jiǎn)稱功能PIN

47、簡(jiǎn)稱功能1CT外接振蕩電容9VCC電源供電端2RT外接振蕩電阻10OUT2脈沖電壓輸出端3NON1同相輸入放大器11DT2死區(qū)（過(guò)壓）保護(hù)端4INV1反相輸入放大器12FB2內(nèi)部誤差放大器輸出端5FB1內(nèi)部誤差放大器輸出端13INV2同相輸入放大器6DT1死區(qū)（過(guò)壓）保護(hù)端14NON2反相輸入放大器7OUT1脈沖電壓輸出端15SCP過(guò)流（短路）保護(hù)端8GND接地端16VREF基準(zhǔn)電壓（2.5v） Inverter是一種DC TO AC的變壓器，它其實(shí)與Adapter是一種電壓逆變的過(guò)程。Inverter是將12V直流電壓轉(zhuǎn)變?yōu)楦哳l的高壓交流電；采用了目前用得比較多的脈寬調(diào)制（PWM）技術(shù)，其核

48、心部分都是一個(gè)PWM集成控制TL1451A。 TL1451是雙通道輸出的PWM驅(qū)動(dòng)調(diào)整，其IC的工作電壓范圍3.640V，其內(nèi)部設(shè)有一個(gè)誤差放大器，一個(gè)調(diào)節(jié)器、振蕩器、有死區(qū)控制的PWM發(fā)生器、低壓保護(hù)回路及短路保護(hù)回路等。以下是TL1451A的引腳定義：TL1451內(nèi)部方框圖內(nèi)部方框圖TL1451功能簡(jiǎn)介功能簡(jiǎn)介:5)內(nèi)部參考電壓：由直流供電VCC產(chǎn)生的2.5V基準(zhǔn)電壓用于向內(nèi)部電路提供電源，并且作為誤差放大器和過(guò)流保護(hù)比較器提供比較的基準(zhǔn)電壓。經(jīng)過(guò)衰減器產(chǎn)生的1V基準(zhǔn)電壓輸入到誤差放大器的同相輸入端，作為誤差放大器的比較電壓。1)振蕩器和PWM振蕩器的頻率可以通過(guò)在Pin2的RT端與GND

49、之間串接一個(gè)電阻來(lái)設(shè)置的，其范圍是10800kHz, 因此電阻的取值范圍應(yīng)在5.150k之間。振蕩器的輸出是一個(gè)三角波電壓當(dāng)（fosc=10k）時(shí)，其最小值為1.79V，最大值1.32V。脈寬調(diào)制比較器將誤差放大器的輸出和死區(qū)控制（DTC）輸入與三角波電壓進(jìn)行比較。當(dāng)三角波電壓比這兩個(gè)電壓中較大的那個(gè)小時(shí),就關(guān)閉晶體管的輸出。2)過(guò)壓保護(hù)：在Pin11的DTC端提供了一個(gè)限制輸出轉(zhuǎn)換占空比的方法。在該端與地之間接一個(gè)電阻，這樣在DTC端就可以得到一個(gè)死區(qū)參考電壓，它與振蕩器輸出的三角波電壓進(jìn)行比較。當(dāng)該電壓等于或大于1.79V時(shí)，輸出的占空比為0%.如果該電壓等于或小于1.32V時(shí)，輸出的最大占空比為100%。3)欠壓保護(hù)：當(dāng)輸入電壓過(guò)低時(shí)，欠壓保護(hù)電路將關(guān)閉輸出晶體管的輸出以及當(dāng)輸入電壓低于3V時(shí)，將復(fù)位短路保護(hù)電路。4)短路保護(hù)（SCP）：TL1451內(nèi)部有一個(gè)短路保護(hù)回路，當(dāng)轉(zhuǎn)換器的輸出發(fā)生短