智能溫控風扇開發(fā)pwm脈寬調制

1、引言（Pulse Width Modulation）控制脈沖寬度調制技術，通過對一系列脈沖的寬度進行調制，來等效地獲得所需要波形（含形狀和幅值）第 3 章：直流斬波電路采用本章主要內容控制技術在逆變電路中應用最廣，應用的逆變電路絕大部分是在逆變電路中的應用，才確定了它在電力電子技術中的重要地位；型，控制技術正是有賴于本章主要以逆變電路為控制對象來介紹控制技術。6.1PWM 控制的本原理采樣控制理論 礎沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時，其效果基本相同；沖量指窄脈沖的面積；效果基本相同，是指環(huán)節(jié)的輸出響應波形基本相同；將輸出波形進行付氏分解，低頻段非常接近，僅在高頻段略有差異。典型

2、慣性環(huán)節(jié)就是電感負載。f (t)f (t)f (t)f (t) (t)tttOOOOtc)a)b)d)圖 6-1形狀不同而沖量相同的各種窄脈沖一個實例圖 6-2a 的電路電路輸入：u(t)，窄脈沖，如圖 6-1a、b、c、d 所示電路輸出：i(t)，圖 6-2b面積等效原理i(t)i(t)a ce(t)Ota)b)圖 6-2 沖量相同的各種窄脈沖的響應波形db用一系列等幅不等寬的脈沖來代替一個正弦半波正弦半波 N 等分，可看成 N 個彼此相連的脈沖序列，寬度相等，但幅值不等；用矩形脈沖代替，等幅，不等寬，中點重合，面積（沖量）相等；寬度按正弦規(guī)律變化。S波形脈沖寬度按正弦規(guī)律變化而和正弦波等效

3、的波形要改變等效輸出正弦波幅值，按同一比例改變各脈沖寬度即可ua)tOub)tO圖 6-3 用波代弦半波電流波：電流型逆變電路進行控制，得到的就是電流波形。波形可等效成各種波形： 直流斬波電路：等效直流波形；波：等效正弦波形；S還可以等效成其他所需波形，如等效所需非正弦交流波形等，其基本原理和 S積原理。控制相同，也基于等效面目前中小功率的逆變電路幾乎都采用技術逆變電路是控制技術最為重要的應用場合逆變電路也可分為電壓型和電流型兩種，目前實用的逆變電路幾乎都是電壓型電路。6.2.1 計算法和調得到PWM 波計算法 根據(jù)正弦波頻率、幅值和半周期脈沖數(shù)，準確計算波各脈沖寬度和間隔，據(jù)此控制逆變電路開

4、關器件的通斷，就到所需波形；缺點是計算繁瑣，工作量大，當輸出正弦波的頻率、幅值或相位變化時，結果都要變化。調輸出波形作調制信號，進行調制得到期望的波；通常采用等腰三角波或鋸齒波作為載波；等腰三角波應用最多，其任一點水平寬度和高度成線性關系且左右對稱。與任一平緩變化的調制信號的要求；交，在交點控制器件通斷，就得寬度正比于信號波幅值的脈沖，符合調制信號波為正弦波時，得到的就是 S波；調制信號不是正弦波，而是其他所需波形時，也能得到等效的波。結合單相橋式電壓型逆變電路對調進行說明工作時 V1 和 V2 通斷互補，V3 和 V4 通斷也互補。控制規(guī)律 uo 正半周，V1 通，V2 斷，V3 和 V4

5、交替通斷；負載電流比電壓滯后，在電壓正半周，電流有一段區(qū)間為正，一段區(qū)間為負；負載電流為正的區(qū)間，V1 和 V4 導通時，uo 等于 Ud；V4 關斷時，負載電流通過 V1 和 VD3 續(xù)流，uo=0；負載電流為負的區(qū)間， V1 和 V4 仍導通，io 為負，實際上 io 從 VD1 和 VD4 流過，仍有 uo=Ud； V4 關斷 V3 開通后，io 從 V3 和 VD1 續(xù)流，uo=0；uo 總到 Ud 和零兩種電平；uo 負半周，讓 V2 保持通，V1 保持斷，V3 和 V4 交替通斷，uo-Ud 和零兩種電平。V1 和 V2 通斷互補，V3 和 V4 通斷互補。uo 正半周，對應于 V

6、1 一直通，V2 一直斷，V3 和 V4 交替通斷；當 V4 導通時，R,L 兩端電壓為 Ud，即 uo 等于 Ud。當 V3 導通時，實際上此時電流從 VD3 進行續(xù)流，注意 V3 中并沒有流過電流，R,L 兩端電壓 uo=0； uo 負半周，讓 V2 一直通，V1 一直斷，V3 和 V4 交替通斷。導通規(guī)律和上面類似，注意續(xù)流的通道是 V2 和 VD4。還需要注意一點，就是當 uo 剛剛半周進入負半周時，電流方向和電壓方向相反，此時有一段向電源反向充電的續(xù)流過程。通過 VD2 和 VD3 進行續(xù)流。V1V3VD1VD3LR+UdV2uoV4VD2VD4ur信號波載波調制電路uc圖 6-4

7、單相橋式逆變電路調得到波有兩種方法：單極性和雙極性。兩者區(qū)別在于三角載波的不同。單極性控制方式：在 ur 和 uc 的交點時刻控制ur 正半周，V1 保持通，V2 保持斷當 uruc 時使 V4 通，V3 斷，uo=Ud當 uruc 時使 V4 斷，V3 通，uo=0 ur 負半周，V1 保持斷，V2 保持通當 uruc 時使 V3 斷，V4 通，uo=0虛線 uof 表示 uo 的基波分量的通斷ucuruOtuouoUduofOt-Ud圖 6-5 單極性控制方式波形雙極性控制方式（單相橋逆變）在 ur 的半個周期內，三角波載波有正有負，所得波也有正有負在 ur 一周期內，輸出波只有Ud 兩種

8、電平仍在調制信號 ur 和載波信號 uc 的交點控制器件的通斷 ur 正負半周，對各開關器件的控制規(guī)律相同當 ur uc 時，給 V1 和 V4 導通信號，給 V2 和 V3 關斷信號如 io0，V1 和 V4 通，如 io0，VD1 和 VD4 通，uo=UdurucuOtuofuouoUdOt-Ud6.2.1計算法和調得到PWM 波當 uruc 時，給 V2 和 V3 導通信號，給 V1 和 V4 關斷信號如 io0，VD2 和 VD3 通，uo=-Ud單相橋式電路既可采取單極性調制，也可采極性調制urucuOtuofuouoUdOt-Ud圖 6-6 雙極性控制方式波形雙極性三相的控制方式

9、（單相橋逆變）控制公用三角波載波 uc三相的調制信號 urU、urV 和 urW 依次相差 120V1VD1VD3+ CUd 2VD5V3V5UNVNVD4VD6VWV4+VU d 22C6VD2urUurV調制電路urWuc圖 6-7三相橋式型逆變電路U 相的控制規(guī)律 當 urUuc 時，給 V1 導通信號，給 V4 關斷信號，uUN=Ud/2當 urUuc 時，給 V4 導通信號，給 V1 關斷信號，uUN=-Ud/2當給 V1(V4)加導通信號時，可能是 V1(V4)導通，也可能是 VD1(VD4)導通uUN、uVN和 uWN的波形只有Ud/2 兩種電平uUV 波形可由 uUN-uVN得

10、出，當 1 和 6 通時，uUV=Ud，當 3 和 4 通時，uUV=Ud，當 1和 3或4和6 通時，uUV=0輸出線電壓負載相電壓Ud 和 0 三種電平(2/3)Ud、(1/3)Ud 和 0 共 5 種電平組成防直通死區(qū)時間同一相上下兩臂的驅動信號互補，為防止上下臂直通而造成短路，留一小段上下臂都施加關斷信號的死區(qū)時間死區(qū)時間的長短主要由開關器件的關斷時間決定區(qū)時間會給輸出的波波帶來影響，使其稍稍偏離正弦urUurVucurWuOtuUNUd 2OtUd 2uVNUd 2OtUd 2uWNUd 2OtuUV UdOt-UduUN2Ud U d 32Ot圖 6-8 三相橋式逆變電路波形特定諧

11、波消去法(Selected Harmo-nic Elimination這是計算法中一種較有代表性的方法，如圖 6-9SHE)輸出電壓半周期內，器件通、斷各 3 次（不包括 0 和），共 6 個開關時刻可控uo Uda2a32tOa1-Ud圖 6-9 特定諧波消去法的輸出波形為減少諧波并簡化控制，要盡量使波形對稱首先，為消除偶次諧波，使波形正負兩半周期鏡對稱，即u(t) u(t )(6-1)其次，為消除諧波中余弦項，應使波形在正半周期內前后 1/4 周期以/2 為軸線對稱(6-2)u(t) u( t)同時滿足式（6-1）、（6-2）的波形稱為四分之一周期對稱波形，用級數(shù)表示為u(t) an si

12、n ntn1,3,5,24dtan u(式中，a為0n圖 6-9，能獨立控制 1、2 和3 共 3 個時刻。該波形的 an 為a 1 U d sin n td t 2 ( Ud sin n t)d t4 n 2201 UUsin n td t (sin n t)d t3 d d 2 22 32 2Ud (1 2 cos n 2 cos n 2 cos n )n式中 n=1,3,5,123確定 a1 的值，再令兩個不同的 an=0，就可建三個方程，求得 1、 2 和3消去兩種特定頻率的諧波在三相對稱電路的線電壓中，相電壓所含的 3 次諧程：互抵消，可考慮消去 5 次和 7 次諧波，得如下聯(lián)立方2

13、U a (1 2 cos 2 cos 2 cos )d 1123a d (1 2 cos 5 2 cos 5 2 cos 5 ) 0 2U55123a 2U d (1 2 cos 7 2 cos 7 2 cos 7 ) 0 77123給定 a1，解方程1、 2 和 3。a1 變， 1、 2 和 3 也相應改變一般，在輸出電壓半周期內器件通、斷各 k 次，考慮一個控制基波幅值，可消去 k1 個頻率的特定諧波k 越大，開關時刻的計算越復雜波四分之一周期對稱，k 個開關時刻可控，除用除計算法和調外，還有控制方法，在 6.3 節(jié)介紹6.2.2載異步調制和同步調制載波頻率 fc 與調制信號頻率 fr 之

14、比，N= fc / fr 根據(jù)載波和信號波是否同步及載的變化情況，調制方式分為異步調制和同步調制 1. 異步調制異步調制載波信號和調制信號不同步的調制方式通常保持 fc 固定不變，當 fr 變化時，載N 是變化的在信號波的半周期內，波的脈沖個數(shù)不固定，相位也不固定，正負半周期的脈沖不對稱，半周期內前后 1/4 周期的脈沖也不對稱當 fr 較低時，N 較大，一周期內脈沖數(shù)較多，脈沖不對稱產(chǎn)生的不利影響都較小當 fr 增高時，N 減小，一周期內的脈沖數(shù)減少，脈沖不對稱的影響就變大2. 同步調制同步調制N 等于常數(shù)，并在變頻時使載波和信號波保持同步基本同步調制方式，fr 變化時 N 不變，信號周期內

15、輸出脈沖數(shù)固定三相電路中公用一個三角波載波，且取 N 為 3 的整數(shù)倍，使三相輸出對稱為使一相的波正負半周鏡對稱，N 應取奇數(shù)fr 很低時，fc 也很低，由調制帶來的諧波不易濾除fr 很高時，fc 會過高，使開關器件難以承受urUurVurWucuOtuUNUd O2tUd 2uVNOtuWNOt圖 6-10同步調制三相波形分段同步調制(圖 6-11）把 fr 范圍劃分成若干個頻段，每個頻段內保持 N 恒定，不同頻段 N 不同在 fr 高的頻段采用較低的 N，使載波頻率不致過高在 fr 低的頻段采用較高的 N，使載波頻率不致過低為防止 fc 在切換點附近來回跳動，采用滯后切換的方法同步調制比異

16、步調制復雜，但用微機控制時容易實現(xiàn)可在低頻輸出時采用異步調制方式，高頻輸出時切換到同步調制方式，這樣把兩者的優(yōu)點結合起來，和分段同步方式效果接近6.2.3 規(guī)則采樣法按 S基本原理，自然采樣法 要求解復雜的方程，難以在實時控制中計算，工程應用不多規(guī)則采樣法特點工程實用方法，效果接近自然采樣法，計算量小得多TcuuurcADBtBtOD22uo tO圖 6-12規(guī)則采樣法規(guī)則采樣法原理圖 6-12，三角波兩個正峰值之間為一個采樣周期 Tc自然采樣法中，脈沖中點不和三角周期的中點（即負峰點）重合規(guī)則采樣法使兩者重合，每個脈沖的中點都以相應的三角波中點為對稱，使計算大為簡化在三角波的負峰時刻 tD

17、對正弦信號波采樣得 D 點，過 D 作水平直線和三角波分別交于 A、B 點，在 A 點時刻 tA 和 B 點時刻 tB 控制開關器件的通斷脈沖寬度和用自然采樣法得到的脈沖寬度非常接近規(guī)則采樣法計算公式推導正弦調制信號波式中，a 稱為調制度，0a1； r 為信號波角頻率。從圖 6-12 得1 a sin rtD / 22因此Tc / 2(6-6)Tc (1 a sin rtD )2三角周期內，脈沖兩邊間隙寬度 1 Tc Tc (1 a sin rtD )(6-7)24三相橋逆變電路的情況 三角波載波公用，三相正弦調制位依次差 120 同一三角波周期內三相的脈寬V 和分別為 U、 V 和 W，脈沖

18、兩邊的間隙寬度分別為 U、由式(6-6)得W，同一時刻三相調制波電壓之和為零， U V W 3Tc(6-8)2由式(6-7)得 U V W 3Tc(6-9)4利用以上兩式可簡化三相 S波的計算6.2.4PWM 逆變電路的諧波分析使用載波對正弦信號波調制，產(chǎn)生了和載波有關的諧波分量諧波頻率和幅值是衡量逆變電路性能的重要指標之一分析雙極性 S波形同步調制可看成異步調制的特殊情況，只分析異步調制方式分析方法不同信號波周期的波不同，無法直接以信號波周期為基準分析以載波周期為基礎，再利用函數(shù)推導出波的級數(shù)表達式分析過程相當復雜，結論卻簡單而直觀單相的分析結果圖 6-13，不同 a 時單相橋式諧波角頻率為

19、逆變電路輸出電壓頻譜圖(6-10)式中， n=1,3,5, 時， k=0,2,4, ； n=2,4,6, 時，nc k rk=1,3,5, 1.4a=1.0 a=0.8 a=0.5a=01.21.00.80.60.40.21k n0+-2+-40+-1+-3+-50+-2+-40123角頻率(nc +kr )圖 6-13 單相橋式逆變電路輸出電壓頻譜圖波中不含低次諧波，只含三相的分析結果公用載波信號時的情況輸出線電壓中的諧波角頻率為c 及其附近的諧波以及 2 c、3 c 等及其附近的諧波nc k r式中，n=1,3,5,時，k=3(2m1)1，m=1,2,； n=2,4,6,時，6m 1m 0

20、,1,k 6m 1m 1,2, 。諧波振幅圖 6-14，輸出線電壓頻譜圖1 21 00 80 60 40 2k n角頻率(nc +kr )圖 6-14 三相橋式逆變電路輸出線電壓頻譜圖和單相比較(圖 6-13)，共同點是都不含低次諧個較顯著的區(qū)別是載波角頻率 c 整數(shù)倍的諧波沒有了，諧波中幅值較高的是 c2 r 和2 crS波中諧波主要是角頻率為 c、2 c 及其附近的諧波，很容易濾除當調制信號波不是正弦波時，諧兩部分組成：一部分是對信號波本身進行諧波分析所得的結果，另一部分是由于信號波對載波的調制而產(chǎn)生的諧波。后者的諧波分布情況和 S波的諧波分析一致6.2.5提流電壓利用率和減少開關次數(shù)直流

21、電壓利用率逆變電路輸出交流電壓基波最大幅值 U1m 和直流電壓 Ud 之比提流電壓利用率可提高逆變器的輸出能力減少器件的開關次數(shù)可以降低開關損耗正弦波調制的三相逆變電路，調制度 a 為 1 時，輸出線電壓的基波幅值為(用率為 0.866，實際還更低3 / 2)Ud，直流電壓利梯形波調制方法的思路采用梯形波作為調制信號，可有效提流電壓利用率當梯形波幅值和三角波幅值相等時，梯形波所含的基波分量幅值更大梯形波調制方法的原理及波形 梯形波的形狀用三角化率=Ut/Uto 描述，Ut 為以橫軸為底時梯形波的高，Uto 為以橫軸為底邊把梯形兩腰延長后相交所形成的三角形的高=0 時梯形波變?yōu)榫匦尾ǎ?1 時梯

22、形波變?yōu)槿遣?梯形波含低次諧波，生的波形畸變率為波含同樣的低次諧波 低次諧波（不包括由載波引起的諧波）產(chǎn)urUurVurWucuOtuUNOtuVNOtuUVOt諧波振幅a=1 0a=0 8a=0 5a=010+-2+-40+-1+-3+-50+-2+-40123圖 6-15 梯形波為調制信號的控制6.2.5提流電壓利用率和減少開關次數(shù)線電壓控制方式（疊加 3 次諧波）對兩個線電壓進行控制，適當?shù)乩枚嘤嗟囊粋€度來改善控制性能目標使輸出線電壓不含低次諧波的同時盡可能提流電壓利用率，并盡量減少器件開關次數(shù)ur1uur3Otur1ur ucutO圖 6-18 疊加 3 次諧波的調制信號直接控制仍

23、是對相電壓進行控制，但控制目標卻是線電壓相對線電壓控制方式，控制目標為相電壓時稱為相電壓控制方式在相電壓調制信號中疊加 3 次諧波，使之成為鞍形波，輸出相電壓中也含 3 次諧波，且三相的三次諧位相同。合成線電壓時，3 次諧互抵消，線電壓為正弦波鞍形波的基波分量幅值大除疊加 3 次諧波外，還可疊加其他 3 倍頻的信號，也可疊加直流分量，都不會影響線電壓線電壓控制方式（疊加 3 倍次諧波和直流分量）（圖 6-19） 疊加 up，既包含 3 倍次諧波，也包含直流分量，up 大小隨正弦信號的大小而變化 設三角波載波幅值為 1，三相調制信號的正弦分別為 urU1、urV1 和 urW1，up min(u

24、rU1 ,urV1 ,urW1 ) 1并令(6-12)則三相的調制信號分別為(6-13)urU urU1 upu uurVrV1pu uurWrW1p 不論 urU1、urV1 和 urW1 幅值的大小，urU、urV、urW 總有 1/3 周期的值和三角波負峰值相等。在這 1/3 周期中，不對調制信號值為-1 的相進行控制，只對其他兩相進行控制，這種控制方式稱為兩相控制方式優(yōu)點（1）在 1/3 周期內器件不動作，開關損耗減少 1/3（2）最大輸出線電壓基波幅值為 Ud，直流電壓利用率提高（3）輸出線電壓不含低次諧波，優(yōu)于梯形波調制方式6.2.6PWM 逆變電路的多重化多重化逆變電路，一般目的

25、：提高等效開關頻率、減少開關損耗、減少和載波有關的諧波分量逆變電路多重化聯(lián)結方式有變壓器方式和電抗器方式利用電抗器聯(lián)接的二重逆變電路（圖 6-20，圖 6-21)）兩個單元的載波信號錯開 180輸出端相對于直流電源中點N的電壓 uUN=(uU1N+uU2N)/2，已變?yōu)閱螛O性波Ud 2UN1VW1Ud21uU uVU V WuWU2V2W2圖 6-20 二重型逆變電路輸出線電壓共有 0、(1/2)Ud、Ud 五個電平，比非多重化時諧波有所減少電抗器上所加電壓頻率為載波頻率，比輸出頻率高得多，只要很小的電抗器就可以了輸出電壓所含諧波角頻率仍可表示為 n c+k r，但其中 n 為奇數(shù)時的諧波已全

26、被除去，諧波最低頻率在2 c 附近，相當于電路的等效載波頻率提高一倍uc1 uc2 urUuruOtuU1NUd2OtUd2uU2NOtuUNOtu NOtuU UdOt-Ud圖 6-21二重型逆變電路輸出波形6.3 PWM控制技術波形生成的第三種方法控制方法把希望輸出的波形作為指令信號，把實際波形作為反饋信號，通過兩者的瞬時值比較來決定逆變電路各開關器件的通斷，使實際的 輸出指令信號變化。常用的有滯環(huán)比較方式和三角較方式6.3.1電流滯環(huán)比較方式控制應用最多基本原理 把指令電流 i*和實際輸出電流 i 的偏差 i*-i 作為滯環(huán)比較器的輸入通過比較器的輸出控制器件 V1 和 V2 的通斷V1

27、（或 VD1）通時，i 增大 V2（或 VD2）通時，i 減小通過環(huán)寬為 2 I 的滯環(huán)比較器的控制，i 就在 i*+I 和 i*-I 的范圍內，呈鋸齒狀地指令電流 i*V1ii*iUd VD1i* + I2i+ i*i-Ud 2Oti* - IL負載圖 6-22 滯環(huán)比較方式電流控制舉例圖 6-23 滯環(huán)比較方式的指令電流和輸出電流參數(shù)的影響 滯環(huán)環(huán)寬對關頻率過高，開關損耗增大性能的影響：環(huán)寬過寬時，開關頻率低，誤差大；環(huán)寬過窄時，誤差小，但開電抗器 L 的作用：L 大時，i 的變化率小，慢L 小時，i 的變化率大，開關頻率過高三相的情況UVWuABOtV1V4V3V6V5V2Udii*Ui

28、UOiUiViW-t-+ i*U+i*V+ i*W圖 6-24 三相電流型逆變電路圖 6-25 三相電流型逆變電路輸出波形采用滯環(huán)比較方式的電流型（1）硬件電路簡單（2）實時控制，電流響應快變流電路有如下特點（3）不用載波，輸出電壓波形中不含特定頻率的諧波（4）和計算法及調相比，相同開關頻率時輸出電流中高次諧波含量多。（致命缺點）（5）閉環(huán)控制，是各種型變流電路的共同特點采用滯環(huán)比較方式實現(xiàn)電壓控制 把指令電壓 u*和輸出電壓 u 進行比較，濾除偏差信號中的諧波，濾波器的輸出送入滯環(huán)比較器，由比較器輸出控制開關器件的通斷，從而實現(xiàn)電壓控制Ud 2+ u*Ud 2-uu圖 6-26 電壓控制電路

29、舉例VD2濾波器V2和電流控制電路相比，只是把指令和反饋信號從電流變?yōu)殡妷狠敵鲭妷翰ㄐ沃泻罅扛叽沃C波，必須用適當?shù)臑V波器濾除u*=0 時，輸出電壓 u 為頻率較高的矩形當于一個自勵振蕩電路u*為直流信號時，u 產(chǎn)生直流偏移，變?yōu)檎撁}沖寬度不等，正寬負窄或正窄負寬的矩形波u*為交流信號時，只要其頻率遠低于上述自勵振蕩頻率，從 u 中濾除由器件通斷產(chǎn)生的高次諧波后，所得的波形就幾乎和 u* 相同，從而實現(xiàn)電壓控制6.3.2三角較方式基本原理 不是把指令信號和三角波直接進行比較，而是通過閉環(huán)來進行控制；把指令電流 i*U、i*V 和 i*W 和實際輸出電流 iU、iV、iW 進行比較，求出偏差，

30、通過放大器 A 放大后，再去和三角波進行比較，產(chǎn)生波形；放大器 A 通常具有比例積分特性或比例特性，其系數(shù)直接影響電流特性。特點開關頻率固定，等于載波頻率，高頻濾波器設計方便 為改善輸出電壓波形，三角波載波常用三相三角波載波和滯環(huán)比較控制方式相比，這種控制方式輸出電流所含的諧波少負載UdiU+-i*C+AU-iVi*+A+-VC -iW+i*WA +C -三相三角波發(fā)生電路圖 6-27 三角較方式電流型逆變電路定時比較方式 不用滯環(huán)比較器，而是設置一個固定的時鐘以固定采樣周期對指令信號和被控制變量進行采樣，根據(jù)偏差的極性來控制開關器件通斷在時鐘信號到來的時刻，如 i i*，V1 斷，V2 通，

31、使 i 減小每個采樣時刻的控制作用都使實際電流與指令電流的誤差減小采用定時比較方式時，器件的最高開關頻率為時鐘頻率的 1/2和滯環(huán)比較方式相比，電流控制誤差沒有一定的環(huán)寬，控制的精度低一些。6.4PWM 整流電路及其控制方法實用的整流電路幾乎都是晶閘管整流或二極管整流 晶閘管相控整流電路：輸入電流滯后于電壓，且其中諧波分量大，因此功率因數(shù)很低 二極管整流電路：雖位移因數(shù)接近 1，但輸入電流中諧波分量很大，所以功率因數(shù)也很低 把逆變電路中的S控制控制技術用于整流電路，就形成了整流電路整流電路，使其輸入電流非常接近正弦波，且和輸入電壓同相位，功率因數(shù)近似為 1，也稱功率因數(shù)變流器，或高功率因數(shù)整流

32、器整流電路也可分為電壓型和電流型兩大類，目前電壓型的較多1單相整流電路圖 6-28a 和 b 分別為單相半橋和全橋整流電路半橋電路直流側電容必須由兩個電容串聯(lián)，其中點和交流電源連接全橋電路直流側電容只要一個就可以交流側電感 Ls 包括外接電抗器的電感和交流電源內部電感，是電路正常工作所必須的V1+C1L Rs s負載uuds+C2V2a)V1LsVA+3負uuRissd 載BsV4V2b)a) 單相半橋電路圖 6-28 單相整流電路b) 單相全橋電路6.4.1 PWM 整流電路的工作原理單相全橋整流電路的工作原理 正弦信號波和三角比較的方法對圖 6-28b 中的V1V4 進行 S控制，就可以在

33、橋的交流輸入端AB 產(chǎn)生一個S波uABuAB 中含有和正弦信號頻率且幅值成比例的基波分量，以及和三角波載波有關的頻率很高的諧波，不含有低次諧波由于 Ls 的濾波作用，諧波電壓只使 is 產(chǎn)生很小的脈動當正弦信號波頻率和電源頻率相同時，is 也為與電源頻率相同的正弦波us 一定時，is 幅值和相位僅由 uAB 中基波 uABf 的幅值及其與 us 的相位差決定改變 uABf 的幅值和相位，可使 is 和 us 同相或反相，is 比 us 超前 90，或使 is 與 us 相位差為所需角度相量圖（圖 6-29）第 55 頁UABa：滯后相角，和同相，整流狀態(tài)，功率因數(shù)為 1。整流電路最基本的工作狀

34、態(tài)b：超前相角，和反相，逆變狀態(tài)，說明整流電路可實現(xiàn)能量正反兩個方向的，這一特點對于需再生制動的交流電調速系統(tǒng)很重要c：滯后相角 ，超前90，電路向交流電源送出無功功率，這時稱為靜止無功功率發(fā)生器（Sic Var GeneratorSVG）d：通過對幅值和相位的控制，可以使比超前或滯后任一角度對單相全橋us 0 時，（ VD1、Ls）為例整流電路工作原理的進一步說明整流狀態(tài)下V2、VD4、VD1、Ls）和（V3、VD1、VD4、Ls）分別組成兩個升壓斬波電路，以（V2、VD4、V2 通時，us 通過 V2、VD4 向 Ls 儲能V2 關斷時，Ls 中的儲能通過 VD1、VD4 向 C 充電us

35、 0 時，（V1、VD3、VD2、Ls）和（V4、VD2、VD3、Ls）分別組成兩個升壓斬波電路由于是按升壓斬波電路工作，如控制不當，直流側電容電壓可能比交流電壓峰值高出許多倍，對器件形成VD1VD2VD2VD1VD4VD3威脅另一方面，如直流側電壓過低，例如低于 us 的峰值，則 uAB 中就得不到圖 6-29a 中所需的足夠高的基波電壓幅值，或 uAB 中含有較大的低次諧波，這樣就不能按需要控制 is，is 波形會畸變可見，電壓型整流電路是升壓型整流電路，其輸出直流電壓可從交流電源電壓峰值附近向高調節(jié)，如要向低調節(jié)就會使性能，以至不能工作2、三相整流電路圖 6-30，三相橋式整流電路，最基

36、本的整流電路之一，應用最廣工作原理和前述的單相全橋電路相似，只是從單相擴展到三相S電壓，按圖 6-29a 的相量圖控制，可使 ia、ib、ic 為進行 S控制，在交流輸入端 A、B 和 C正弦波且和電壓同相且功率因數(shù)近似為 1和單相相同，該電路也可工作在逆變運行狀態(tài)及圖 c 或 d 的狀態(tài)V1V3V5iauaVD1VD3VD5AL Rib s sub+uBCduc icCVD4VD6VD2V4V6V2圖 6-30 三相橋式整流電路6.4.2 PWM 整流電路的控制方法有多種控制方法，根據(jù)有沒有引入電流反饋可分為兩種沒有引入交流電流反饋的間接電流控制引入交流電流反饋的直接電流控制 1間接電流控制

37、間接電流控制也稱為相位和幅值控制 按圖 6-29a（逆變時為圖 6-29b）的相量關系來控制整流橋交流輸入端電壓，使得輸入電流和電壓同相位，從而得到功率因數(shù)為 1 的控制效果圖 6-31，間接電流控制的系統(tǒng)結構圖圖中的整流電路為圖 6-30 的三相橋式電路控制系統(tǒng)的閉環(huán)是整流器直流側電壓控制環(huán)控制原理u*d 和實際直流電壓 ud 比較后送入 PI 調節(jié)器，PI 調節(jié)器的輸出為一直流電流信號 id，id 的大小和整流器交流輸入電流幅值成正比u*穩(wěn)態(tài)時，ud=，PI 調節(jié)器輸入為零，PI 調節(jié)器的輸出 id 和負載電流大小對應，也和交流輸入電流幅值d相對應負載電流增大時，C 放電而使 ud 下降，

38、PI 的輸入端出現(xiàn)正偏差，使其輸出 id 增大，進而使交流輸入電流u*增大，也使 ud 回升。達到新的穩(wěn)態(tài)時，ud 和 d 相等，PI 調節(jié)器輸入仍恢復到零，而 id 則穩(wěn)定為為新的較大的值，與較大的負載電流和較大的交流輸入電流對應負載電流減小時，調節(jié)過程和上述過程相反從整流運行向逆變運行轉換 首先負載電流反向而向 C 充電，ud 抬高，PI 調節(jié)器出現(xiàn)負偏差，id 減小后變?yōu)樨撝?，使交流輸入電流相位和電壓相位反相，實現(xiàn)逆變運行u*穩(wěn)態(tài)時，ud 和仍然相等，PI 調節(jié)器輸入恢復到零，id 為負值，并與逆變電流的大小對應duR +iu*d +-sin(t+2k/3) -dPI-u ,u ,uuA

39、,B,Cu-a b cdud+(k=0,1,2)uLXL負載cos(t+2k/3) (k=0,1,2)圖 6-31 間接電流控制系統(tǒng)結構 控制系統(tǒng)中其余部分的工作原理圖中上面的乘法器是 id 分別乘以和a、b、c 三相相電壓同相位的正弦信號，再乘以電阻 R，得到各相電流在 Rs 上的壓降 uRa、uRb 和 uRc圖中下面的乘法器是 id 分別乘以比a、b、c 三相相電壓相位超前/2 的余弦信號，再乘以電感 L 的感抗，得到各相電流在電感 Ls 上的壓降 uLa、uLb 和 uLc各相電源相電壓 ua、ub、uc 分別減去前面求得的輸入電流在電阻 R 和電感 L 上的壓降，就到所需要的交流輸入

40、端各相的相電壓 uA、uB 和 uC 的信號，用該信號對三角波載波進行調制，得到開關信號去控制整流橋，就可以得到需要的控制效果。 存在的問題在信號運算過程中用到電路參數(shù) Ls 和 Rs，當 Ls 和 Rs 的運算值和實際值有誤差時，會影響到控制效果是基于系統(tǒng)的靜態(tài)模型設計的，其動態(tài)特性較差間接電流控制的系統(tǒng)應用較少2 直接電流控制 通過運算求出交流輸入電流指令值，再引入交流電流反饋，通過對交流電流的直接控制而使其指令電流值，因此稱為直接電流控制 有不同的電流方式的控制系統(tǒng)結構圖控制方法，圖 6-32 給出一種最常用的采用電流滯環(huán)比較 控制系統(tǒng)組成雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，外環(huán)是直流電壓控制環(huán)，內環(huán)是交流

41、電流控制環(huán)外環(huán)的結構、工作原理和圖 6-31 間接電流控制系統(tǒng)相同外環(huán) PI 調節(jié)器的輸出為 id，id 分別乘以和 a、b、c 三相相電壓同相位的正弦信號，得到三相交流電流的*正弦指令信號 ia ，ib 和ic 。*ia ，ib 和 ic 分別和各自的電源電壓同相位，其幅值和反映負載電流大小的直流信號 id 成正比，這是整流器運行時所需的交流電流指令信號。指令信號和實際交流電流信號比較后，通過滯環(huán)對器件進行控制，便可使實際交流輸入電流指令值i*iu d +*a,b,cdu-u ,u ,ua b cd+圖 6-32 直接電流控制系統(tǒng)結構圖 優(yōu)點 控制系統(tǒng)結構簡單，電流響應速度快，系統(tǒng)魯棒性好s

42、in(t+2k/3)(k=0,1,2)ud負載PIia,b,cRLR三角波+RL 獲得了較多的應用本v結控制技術的地位 控制技術是在電力電子領域有著廣泛的應用，并對電力電子技術產(chǎn)生了十分深遠影響的一項技術v 器件與技術的關系 的物質基礎、電力 MOSFET 等為代表的全控型器件的不斷完善給控制技術提供了強大v控制技術用于直流斬波電路 直流斬波電路實際上就是直流電路，是控制技術應用較早也成熟較早的一類電路，應用于直流電調速系統(tǒng)就廣泛應用的直流脈寬調速系統(tǒng)v控制技術用于交流交流變流電路 斬控式交流調壓電路和矩陣式變頻電路是表 目前其應用都還不多 但矩陣式變頻電路因其容易實現(xiàn)集成化，可望有良好的發(fā)展

43、前景控制技術在這類電路中應用的代v控制技術用于逆變電路 控制技術在逆變電路中的應用最具代表性 正是由于在逆變電路中廣泛而成功的應用，才奠定了控制技術在電力電子技術中的突出地位 除功率很大的逆變裝置外，不用控制的逆變電路已十分少見 第 5尚未涉及到整的認識控制技術，因此對逆變電路的介紹是不完整的。學完本章才能對逆變電路有較完v控制技術用于整流電路 控制技術用于整流電路即整流電路 可看成逆變電路中的技術向整流電路的延伸整流電路已獲得了一些應用，并有良好的應用前景整流電路作為對第 2 章的補充，可使對整流電路有更全面的認識v控制技術與相位控制技術 以第 2 章相控整流電路和第 4 章交流調壓電路為代

44、表的相位控制技術至今在電力電子電路中仍占據(jù)著重要地位 以控制技術為代表的斬波控制技術正在越來越占據(jù)著主導地位 相位控制和斬波控制分別簡稱相控和斬控 把兩種技術對照學習，對電力電子電路的控制技術會有更明晰的認識圖 6-1 形狀不同而沖量相同的各種窄脈沖f (t)f (t)f (t)f (t) (t)tOt Ot Ot Oa)b)c)d)圖6-1圖 6-2 沖量相同的各種窄脈沖的響應波形i(t)i(t)dba ce(t)Ota)b)圖6-2圖 6-3用PWM 波代弦半波ua)tOub)tO圖 6-4單相橋式PWM 逆變電路V1V3VD1RVD3L+UdV2uoV4VD2VD4ur信號波載波調制電路

45、uc圖 6-5單極性 PWM 控制方式波形ucuruOtuouoUduofOt-Ud圖 6-6雙極性 PWM 控制方式波形ur ucuOtuofuouoUdOt-Ud圖 6-7三相橋式 PWM 型逆變電路V1VD1VD3+CUd 2VD5V3V5UNNVVD4VD6VWV4U+V d 226CVD2urUurV調制urW電路uc圖 6-8三相橋式 PWM 逆變電路波形urUucurWurVuOtuUNUd 2OtUd 2uVNUd 2OtUd 2uWNUd 2OtuUV UdOt-UduUN2Ud Ud33Ot圖 6-9特定諧波消去法的輸出 PWM 波形uo Uda2 a32tOa1-Ud圖 6-10同步調制三相 PWM 波形urUurVurWucuOtuUN