245GHz低噪聲射頻功率放大器的設(shè)計

1、212323言 課題研究目的與意義 射頻功率放大器概述 射頻功率放大器的發(fā)展現(xiàn)狀 本課題的研究方法及主要工作1.4 射頻功率放大器理論綜述 .2.1 史密斯圓圖 S參數(shù)長線的阻抗匹配 2.3.1 微波源的共軛匹配2.3.2 負載的匹配 2.3.3 匹配方法 2.4 微帶線簡介 2.5 偏置電路 射頻功率放大器的基本指標 工作頻帶 帶寬 噪聲系數(shù) 增益 穩(wěn)定性 端口駐波比和反射損耗 射頻功率放大器設(shè)計仿真及優(yōu)化設(shè)計指標及設(shè)計流程 選取晶體管并仿真晶體管參數(shù) 晶體管S參數(shù)掃描放大器的穩(wěn)定性分析 設(shè)計輸入匹配網(wǎng)絡(luò) 4.5.1 匹配原理 4.5

2、.2 計算輸入阻抗 4.5.3 單支節(jié)匹配電路 4.6 設(shè)計并優(yōu)化輸入輸出匹配網(wǎng)絡(luò). 8.錯. 誤！未定義書簽。1.01010111212131.51515171921結(jié) 論 . 參考文獻 致謝3.0.錯.誤！未定義書簽。3.2. 1.1課題研究目的與意義微波和射頻工程是一個令人振奮且充滿生機的領(lǐng)域，主要由于一方面，現(xiàn)代電子器件取得了最新的發(fā)展；另一方面，目前對語音、數(shù)據(jù)、圖像通信能力的需 求急劇增長。在這一通信變革之前，微波技術(shù)幾乎是國防工業(yè)一統(tǒng)天下的領(lǐng)域， 而近來對無線尋呼、移動電話、廣播視頻、 有繩和無繩計算機網(wǎng)絡(luò)等應(yīng)用的通信 系統(tǒng)需求的迅速擴大正在徹

3、底改變工業(yè)的格局。這些系統(tǒng)正在用于各種場合，包 括機關(guān)團體、生產(chǎn)制造工廠、市政基層設(shè)施，以及個人家庭等。應(yīng)用和工作環(huán)境 的多樣性伴隨著大批量生產(chǎn)，從而使微波和射頻產(chǎn)品的低成本制造能力大為提 高。這又轉(zhuǎn)而降低了大批新型的低成本無線、有線射頻和微波業(yè)務(wù)的實現(xiàn)成本， 其中包括廉價的手持GPS導(dǎo)航設(shè)備、汽車防撞雷達，以及到處有售的寬帶數(shù)字服 務(wù)入口等。通信技術(shù)在近幾年內(nèi)的發(fā)展可以說是日新月異， 每年都會有大量的新技術(shù)誕 生并被應(yīng)用到實踐當(dāng)中，而在這之中，無線通信技術(shù)的迅速成熟尤其引人注目。 它不僅僅改變了我們的通信方式，更重要的是改變了我們的生活方式，最顯著的 表現(xiàn)就是無處不在的手機，它使人與人之間的

4、聯(lián)系更為密切也更加方便， 使我們 的社會變得更加的緊密，大大提升了世界的一體化進程，可以說手機已經(jīng)成為我 們生活中不可或缺的一部分了。而隨著使用人群的快速增長與不斷壯大，整個無 線通信產(chǎn)業(yè)也進入了大規(guī)模高速率的發(fā)展階段，在國民經(jīng)濟中的比重越來越大， 推動著社會經(jīng)濟持續(xù)向前跨步，甚至于對整個社會的發(fā)展都有著不可估量的影響 力0延長功率放大器作為無線收發(fā)系統(tǒng)中的最后一級，它在整個系統(tǒng)中占有十分重要 的地位，對于電池供電的功率放大器無線發(fā)射節(jié)點，對提高發(fā)射信號強度、 系統(tǒng)使用時間、降低電源消耗、減小系統(tǒng)體積重量等起著關(guān)鍵性作用。1.2射頻功率放大器概述射頻功率放大器的主要功能是放大射頻信號，并且以高

5、效率輸出大功率為目 的。它主要應(yīng)用于各種無線電發(fā)射機中。射頻功率放大器的輸出功率范圍，可以小到便攜式發(fā)射機的毫瓦級，大到無線電廣播電臺的幾十千瓦，甚至兆瓦級。射還應(yīng)要求具有盡可頻信號的功率放大，其實質(zhì)是在輸入射頻信號的控制下將電源功率轉(zhuǎn)換成高頻功 率，因此除要求射頻功率放大器產(chǎn)生符合要求的高頻功率外，能高的轉(zhuǎn)換效率。1.3射頻功率放大器的發(fā)展現(xiàn)狀射頻功率放大器由于尺寸小、線性度高、噪聲低等優(yōu)點，廣泛應(yīng)用在衛(wèi)星通信、移動通信、雷達和電子戰(zhàn)以及各種工業(yè)裝備。隨著無線通信和軍事領(lǐng)域新 標準新技術(shù)的發(fā)展，日益要求提高射頻功率放大器的性能，使之在更寬頻帶內(nèi)， 具有更高的輸出功率、效率和可靠性。例如為在有

6、限的頻譜范圍內(nèi)容納更多的通 信信道，獲得較高的碼片速率和頻帶利用率?，F(xiàn)在通信系統(tǒng)均采用了QPSK等線性調(diào)制技術(shù)，這些調(diào)制方法對功放的非線性特性非常敏感，因而對放大器有更高的線性要求，提高功率放大器的可靠傳輸，以避免對鄰近信道的干擾，保證調(diào)制的窄帶特性。這就要求射頻功率放大器具有良好的線性。在第三代移動通信系統(tǒng)（3G中，要求數(shù)據(jù)傳輸速率達到 2Mbit /s，單個信號的帶寬達5MHz這就 需要射頻功率放大器具有寬帶特性； 為了降低通信運營商的運營成本， 減小冷卻 成本、易于熱控制，要求提高射頻功率放大器的效率；為了減小功率放大的級數(shù)， 減小功率管的使用，以更低的功率進行驅(qū)動，降低成本，這就要求提

7、高射頻功率放大器的增益；為了增加通信基站的覆蓋范圍，減小固定區(qū)域內(nèi)所需要設(shè)置的基 站以節(jié)約成本，同時減小電路的尺寸和重量，這就要求提高射頻功率放大器的輸 出功率。為了滿足以上各種應(yīng)用需求，近 50年來人們不斷推動射頻功率放大器的發(fā) 展和進步。在這50年的發(fā)展過程中，射頻器件及射頻技術(shù)的發(fā)展是推動射頻功 率放大器發(fā)展的兩大因素。射頻器件的發(fā)展使射頻功率放大器的發(fā)展成為可能， 射頻技術(shù)的發(fā)展使射頻功率放大器的性能得到提高。1、射頻器件方面2 : 1948年Shockley.Bardeen等人發(fā)明雙極晶體管（BJT） 及1952年提出結(jié)型場效應(yīng)管（JFET）以后，硅雙極晶體管應(yīng)用于射頻微波領(lǐng)域， 從

8、而可以對從幾百兆赫（UHF）到 Ka波段的信號進行放大；70年代以后，GaAs單 晶及其外延技術(shù)獲得突破，GaAs肖特基勢壘柵場效應(yīng)晶體管（GaAs MESFET研制 成功。由于GaAs材料載流子遷移率高、禁帶寬度大，從而使射頻功率放大器具 有高頻率、低噪聲和大功率等一系列優(yōu)點。進入80年代，由于分子速外延技術(shù)和有機金屬化學(xué)沉積技術(shù)的發(fā)展，超薄外延層的厚度及雜質(zhì)濃度得以精確控制， 使異質(zhì)結(jié)器件迅速發(fā)展，由ALGaAs/GaAs或InP/lnGaAs組成的異質(zhì)結(jié)雙極晶體 管（HBT）相繼研制成功，采用這些器件設(shè)計射頻功率放大晶體管，使射頻放大器 的工作頻率達到毫米波頻段；到 90年代，激增了多種

9、新型固態(tài)器件，如高電子 遷移管（HEMT，假同晶高電子遷移管（PHEMT）異質(zhì)結(jié)場效應(yīng)管（HFET）和異質(zhì)結(jié) 雙極管（HBT），同時使用了多種新材料如Inp、Sic及CaN等。這些器件能夠?qū)?00GHz乃至更高頻率的信號進行放大，而且在多數(shù)情況下可以運用MMIC技術(shù)。其中高電子遷移率晶體管(HEMT的低噪聲性能比場效應(yīng)管更優(yōu)越，運用這種器件 設(shè)計成低噪聲放大器，在 C波段噪聲溫度可達250K左右，廣泛用于衛(wèi)星接收。 而PHEM則用一個InGaAs薄層來作為溝道材料，同時在 AIGaAs/lnGaAs異質(zhì)交 界面上具有一個更大的不均勻?qū)В蛊浔菻EM韋亡容納更高的電流密度和跨導(dǎo)， 從而在較寬的

10、工作電流范圍內(nèi)保持更低噪聲系數(shù)和更高增益，這激起了人們對設(shè)計高速、高頻、低噪聲和高增益的射頻功率放大器極大興趣。與此同時，單片集 成(MMIC)微波器件也在快速發(fā)展，這是一種可以在幾平方毫米砷化稼(GaAs)基片 上集成微波放大器電路的技術(shù)。其體積小，增益高，己越來越受到用戶的青睞。2、射頻技術(shù)方面：由于DSP技術(shù)和微處理控制技術(shù)的出現(xiàn)和發(fā)展，使得 我們能夠廣泛的使用各種功率放大器線性技術(shù)，如復(fù)雜的前潰技術(shù)和預(yù)失真技術(shù) 來提高放大器的效率及線性度。國內(nèi)對功率放大器線性化技術(shù)研究已經(jīng)開始重 視，東南大學(xué)、西安電子科技大學(xué)、電子科技大學(xué)、浙江大學(xué)和華中科技大學(xué)等 院校己經(jīng)開始了這方面的研究，華為、

11、中興等通信設(shè)備公司也進行了線性功放的 研制并取得了一定的成果；功率合成技術(shù)的發(fā)展，使我們可以采用射頻固態(tài)器件 在射頻頻段輸出高達幾十千瓦的功率；寬帶技術(shù)使我們可以利用射頻固態(tài)器件對 帶寬達幾十個GHz以上的信號進行放大如ITS Electronic 公司推出的L波段倍 頻程寬帶功放模塊提供15W的功率，同時產(chǎn)生12 GHz的瞬時帶寬和12dB的小 信號增益。此功放模塊工作于兩種狀態(tài)：A狀態(tài)為線性放大器，輸出功率為10W； B狀態(tài)典型效率為55%，輸出功率為15W。此功放輸入/輸出駐波比小于1.45， 與此同時，效率增強技術(shù)為我們提高射頻功率放大器的效率提供了方便。相應(yīng)的功放研究也成了未功率放大

12、器發(fā)展至今，己經(jīng)廣泛的應(yīng)用于軍用、民用通信領(lǐng)域?，F(xiàn)代通信 的發(fā)展對帶寬、線性和效率等指標提出了更高的要求。來的趨勢和熱點。隨著材料、計算機以及功放相關(guān)理論的進一步發(fā)展，可以預(yù)見指標更優(yōu)的功率放大器不久將會出現(xiàn)，并服務(wù)于無線通信領(lǐng)域。1.4本課題的研究方法及主要工作在課題期間，對射頻功率放大器的多種設(shè)計方法進行研究，查閱了大量的資料，深入了解射頻功率放大器國內(nèi)外現(xiàn)狀和分析了射頻功率放大器有關(guān)概念，認真學(xué)習(xí)了 ADS仿真軟件，掌握了射頻功率放大器的一般設(shè)計方法。 設(shè)計了一個在 2.45GHz的頻率范圍內(nèi)滿足指標要求的應(yīng)用于藍牙耳機的接收機末端的射頻功率 放大器。全文可以分為五部分。具體內(nèi)容如下：第

13、1部分為引言。首先簡要介紹課題研究目的與意義與射頻功率放大器的發(fā)展?fàn)顩r及研究趨勢，最后介紹本文的主要工作和章節(jié)安排。第2部分為射頻功率放大器理論綜述。介紹了史密斯圓圖、 S參數(shù)、阻抗匹 配、微帶線理論、偏置電路設(shè)計基礎(chǔ)知識。第3部分為射頻功率放大器的基本指標。分析了射頻功率放大器設(shè)計需要注 意的指標，為后面的具體設(shè)計提供理論依據(jù)。第4部分為具體的設(shè)計過程，對每一部分的設(shè)計都進行了大量細致的工作， 主要包括輸入輸出最佳阻抗的獲得和匹配網(wǎng)絡(luò)的具體實現(xiàn)，并對每級電路整體性能的優(yōu)化實現(xiàn)給出了具體方法和步驟。第5部分為總結(jié)和研究前景的展望，分析了研究中的不足和思考，提出了一 些有利于進一步研究的問題。

14、2射頻功率放大器理論綜述2.1史密斯圓圖P. H. Simth開發(fā)了以保角映射原理為基礎(chǔ)的圖解。這種方法的優(yōu)點是有可 能在同一個圖中簡單直觀地顯示出傳輸線阻抗以及反射系數(shù)。反射系數(shù)（reflection coefficient）r0能用下式的復(fù)數(shù)形式表達出來：r0=gZl +Z。=Or 中 jOi = To e*(2-1)其中 9L =arctanoi /陰）,通常會使用50 QoZl是電路的負載值,Zo是傳輸線的特性阻抗值,圖2-1等電阻圓和等電抗圓圖圖中的圓形線代表電阻抗圖2-1是史密斯圓圖中的等電阻圓和等電抗圓圖。力的實數(shù)值，即電阻值，中間的橫線與向上和向下散出的線則代表電阻抗力的虛 數(shù)

15、值，即由電容或電感在高頻下所產(chǎn)生的阻力，當(dāng)中向上的是正數(shù)，向下的是負數(shù)。圖表最中間的點（1+j0）代表一個已匹配（matched）的電阻數(shù)值（ZL），同時其 反射系數(shù)的值會是零。圖表的邊緣代表其反射系數(shù)的長度是1,即100%反射。有一些圖表是以導(dǎo)納值(admittanee)來表示，把上述的阻抗值版本旋轉(zhuǎn)180度即 可。根據(jù)上面介紹的等電阻圓和等電抗圓圖，能過簡單有效的確定電路的阻抗， 并進行阻抗匹配。利用史密斯圓圖可以完成以下工作：讀取阻抗、導(dǎo)納、反射系數(shù)等常用的射頻電路參數(shù)；進行傳輸線的匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計；2.2 S參數(shù)在絕大多數(shù)涉及射頻系統(tǒng)的技術(shù)資料和數(shù)據(jù)手冊中，都用到散射參數(shù)(S參數(shù))。其原因

16、在于實際射頻系統(tǒng)不再采用終端開路、導(dǎo)線形成短路的測量方法。 采用導(dǎo)線形成短路的時候，導(dǎo)線本身存在電感，而且其電感量在高頻下非常之大， 此外，開路情況也會在終端形成負載電容。另外， 當(dāng)涉及電磁波傳播時也不希望 反射系數(shù)的模等于1,在這種情況下，終端的不連續(xù)性將導(dǎo)致有害的電壓、電流 反射，并產(chǎn)生可能造成器件損壞的振蕩。S參數(shù)描述了兩端口入射功率和反射功 率之間的關(guān)系，而不是電壓和電流的關(guān)系。應(yīng)用S參數(shù)測量和校準都變得容易 。描述一個系統(tǒng)被V1和V2激勵，31、a2和bi、rn分別表示輸入和輸出口的入射 波、反射波功率。假定系統(tǒng)是線性的，S參數(shù)定義為：aiV1/La2V2bib2圖2-2二端口網(wǎng)絡(luò)S

17、參數(shù)“！$怡12131圖s21S22_|a2”(2-2)式中SK:稱為雙端口網(wǎng)絡(luò)的散射矩陣，簡稱為參數(shù)的意義如下：S矩陣，它的各個S11S2102S22-W一 2短匹配a1a,=2短匹配 a1短匹配a2_ b2 I=1短匹配32:表示2端口匹配,:表示2端口匹配,:表示1端口匹配,:表示1端口匹配,1端口的反射系數(shù);1端口到2端口的傳輸系數(shù);2端口到1端口的傳輸系數(shù);2端口的反射系數(shù);在射頻與微波頻段上，與端口的開路、短路條件相比， 端口的匹配比較容實 現(xiàn)，在端口匹配條件下進行測試也比較安全 。2.3長線的阻抗匹配在低噪聲放大器的設(shè)計中，阻抗匹配非常重要，它關(guān)系到系統(tǒng)的傳輸效率、 功率容量與工

18、作穩(wěn)定性，關(guān)系到低噪聲放大器的噪聲特性的好壞。因此，阻抗匹配問題極其重要。阻抗匹配的目的是使源傳遞給負載最大的射頻功率。一般而言，最佳的解決方案依賴于電路的要求，例如簡單易于實現(xiàn)，頻帶寬度，最小的功率波動，設(shè)計 的可實現(xiàn)性和可調(diào)節(jié)性，設(shè)定的工作條件，足夠的諧波抑制等。由此得到很多類 型的匹配網(wǎng)絡(luò)，包括集總元件和傳輸線。本文采用的是集總元件與傳輸線相結(jié)合 的方法，并利用Smith圓圖軌跡法作為工具。這是兩個不同性質(zhì)的問題，前者要求信號源內(nèi)阻與長線輸入阻抗實現(xiàn)共軛 后者要求負載與長線實現(xiàn)無反射匹配。匹配包含兩個方面的含義：一是微波源的匹配，要解決的問題是如何從微波 源中取出最大功率；二是負載的匹配

19、，要解決的問題是如何是負載吸收全部入射 功率。 匹配；2.3.1微波源的共軛匹配阻抗匹配的目的是使源傳遞給負載最大的射頻功率。一般而言，最佳的解決方案依賴于電路的要求，例如簡單易于實現(xiàn)，頻帶寬度，最小的功率波動，設(shè)計 的可實現(xiàn)性和可調(diào)節(jié)性，設(shè)定的工作條件，足夠的諧波抑制等。由此得到很多類 型的匹配網(wǎng)絡(luò)，包括集總元件和傳輸線。本文采用的是集總元件與傳輸線相結(jié)合 的方法，并利用Smith圓圖軌跡法作為工具。對于一個給定的微波源，其輸出最大功率的條件是：在同一參考面上負載的乙為從參考面處向負載看去的輸40輸入阻抗Zi與波源的內(nèi)阻抗Zs互為共軛復(fù)數(shù)，這個條件稱為“共軛匹配”。需 強調(diào)的是Zj與Zs必須

20、對同一參考面而言，其中入阻抗，Zs為從參考面處向波源看去的輸入阻抗在傳輸微波功率時一般都希望負載時匹配的， 中為行波狀態(tài)，這對于傳輸微波功率來說，主要有以下幾點好處:1.2.因為匹配負載無反射，傳輸線2.3.2負載的匹配匹配負載可以從匹配源輸出功率中吸收最大功率。行波狀態(tài)時傳輸線的傳輸效率最高。因反射波帶回的能量和入射波一樣 會在傳輸線中產(chǎn)生損耗，固有反射時的損耗功率增大，傳輸效率低。3.行波狀態(tài)時傳輸線功率容量最大。因在駐波狀態(tài)時，沿線的高頻電場分 布出現(xiàn)波腹，波腹處的電場比傳輸同樣功率時的行波電場高得多，因此 容易發(fā)生擊穿，從而限制了功率容量。2.3.3匹配方法阻抗匹配的方法有二：一是在不

21、匹配系統(tǒng)中適當(dāng)加入無功元件，稱為調(diào)配器， 人為引入一個或多個反射并使之與原系統(tǒng)產(chǎn)生的反射相互抵消而達到匹配；二是兩不匹配系統(tǒng)間加接一個阻抗變換器，其作用是化原不匹配系統(tǒng)內(nèi)的大反射為多 級的或漸變的小反射乃至最終過渡到匹配狀態(tài) 。2.4偏置電路在電路系統(tǒng)設(shè)計中，直流偏置電路系統(tǒng)是射頻功率放大器運轉(zhuǎn)的關(guān)鍵。 偏置 網(wǎng)絡(luò)有兩大類型：無源網(wǎng)絡(luò)和有源網(wǎng)絡(luò)。無源網(wǎng)絡(luò)（即自偏置）是最簡單的偏置電 路，通常由電阻網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成，它為射頻晶體管提供合適的工作電壓和電流，但是這種電路的缺點就是對晶體管參數(shù)變化非常敏感， 并且溫度穩(wěn)定較差。因為直流反 饋總是要降低電壓提供的功率，考慮到現(xiàn)在是低壓工作，所以有效的反饋比較難

22、。 如果反饋根本不實用或不充分，就需要使用有源偏置，有源偏置網(wǎng)絡(luò)能改善靜態(tài) 工作點的穩(wěn)定性，還能提高良好的溫度穩(wěn)定性，但它也存在一些問題，如增加了電路尺寸、增加了電路排版的難度以及增加了功率消耗。低噪聲放大器設(shè)計的第一步就是確定晶體管的靜態(tài)直流工作點， 偏置的作用 是在特定的工作條件下為有源器件提供適當(dāng)?shù)撵o態(tài)工作點， 并抑制晶體管的離散 性以及溫度變化的影響從而保持恒定的工作特性。偏置網(wǎng)絡(luò)不僅要設(shè)定直流工作狀態(tài)，還要通過高頻扼流線圈和隔直電容確保直流偏置與射頻信號相互隔離。2.5微帶線簡介微帶線屬于敞開式部分填充介質(zhì)的雙導(dǎo)體傳輸線。 它是由介質(zhì)基片上的導(dǎo)帶 和基片底部的金屬接地板構(gòu)成的，整個微

23、帶線用薄膜工藝制作而成，基片采用介 電常數(shù)高、高頻損耗低的陶瓷、石英、藍寶石等介質(zhì)材料，導(dǎo)帶采用良導(dǎo)體材料。 微帶線適合制作微波集成電路的平面結(jié)構(gòu)傳輸線，與金屬波導(dǎo)相比，其體積小、 重量輕、使用頻帶寬、可靠性高和制造成本低等；但損耗稍大，功率容量小。60年代前期，由于微波低損耗介質(zhì)材料和微波半導(dǎo)體器件的發(fā)展，形成了微波集 成電路，使微帶線得到廣泛應(yīng)用，于是相繼出現(xiàn)了各種類型的微帶線。微帶線的參數(shù)確定如下，微帶線特性阻抗 Zo的大小由導(dǎo)體帶寬度 W和介質(zhì) 板的厚度h以及有效介電常數(shù)Er決定的，如下：8h WW6oin( +)(Q)(-i,則反射電壓的幅度變大（正反饋）并導(dǎo)致不穩(wěn)定的現(xiàn)象。反之，若

24、101, 將導(dǎo)致反射電壓波的幅度變?。ㄘ摲答仯?當(dāng)放大器的輸入和輸出端的反射系數(shù) 的模都小于1,即Fin 1, Tout 11|S11|2-|S22|2 +|L|2S12 |S212K = 1 -斗 S12 S2121 - S22 S12 S21(3-6)式中有:(3-7)|i 冃 S11S22S12S21|K為穩(wěn)定性判別系數(shù)，只有當(dāng)式（3-6）中的3個條件都滿足時，才能保證 放大器是絕對穩(wěn)定的。3.6端口駐波比和反射損耗低噪聲放大器的輸入和輸出反射系數(shù)表征著輸入輸出信號的反射損耗，通常則輸入輸出用輸入和輸出駐波比來表示，將低噪聲放大器看成標準兩端口網(wǎng)絡(luò)， 駐波比如下：1 + I rin |

25、 VS W R = 一1 - In I1 + I0 u t VS W Rut=t(3-8)1 | Fo u t(3-9)低噪聲放大器主要指標是噪聲系數(shù)所以輸入匹配電路是按照噪聲最佳來設(shè) 計的，其結(jié)果會偏離駐波比最佳的共扼匹配狀態(tài)，因此駐波比不會很好。此外， 由于微 波場效應(yīng)晶體或雙極性晶體管，其增益特性大體上都是按每倍頻程以6dB規(guī)律隨頻率升高而下降，為了獲得工作頻帶內(nèi)平坦增益特性，在輸入匹配電 路和輸出匹配電路都是無耗電抗性電路情況下， 只能采用低頻段失配的方法來壓 低增益，以保持帶內(nèi)增益平坦，因此端口駐波比必然是隨著頻率降低而升高。 一 般情況下，為了減小放大器輸入端失配所引起的端口反射對

26、系統(tǒng)的影響， 可用插 損很小的隔離器等其他措施來解決11 04射頻功率放大器設(shè)計仿真及優(yōu)化4.1設(shè)計指標及設(shè)計流程噪聲系數(shù)：小于2dB; 穩(wěn)定性：絕對穩(wěn)定；工作頻帶：2.4GH22.5GHz帶內(nèi)增益：大于15dB;輸入輸出駐波比：小于1.5 ；反向電壓增益：小于-10dB，大于-30dB；設(shè)計的默認偏置環(huán)境是：Vce=2.7V lc=2mA ；射頻功率放大器設(shè)計的一般流程：1）晶體管的選??；2）直流偏置設(shè)計；3）穩(wěn)定性設(shè)計；4）匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計;5）整體優(yōu)化仿真；6）版圖設(shè)計；4.2選取晶體管并仿真晶體管參數(shù)本文選取晶體管AT32011,對其參數(shù)的仿真的原理圖如下：放大器的一個基本任務(wù)是將輸入信號

27、進行不失真的放大，這就要求晶體管 放大器必須設(shè)置穩(wěn)定的靜態(tài)工作點。另外，靜態(tài)工作點決定著放大器的各種性能, 如增益、噪聲系數(shù)、駐波比等。這些性能參數(shù)常常相互矛盾、彼此制約，因此， 在考慮靜態(tài)工作點時，通常要在各種特定指標之間作出平衡、折中的選擇。PARAMEIER SWEEP | QPaan SweepSweepiSweefATaVB* SmhisianceNaine1l=-DC1v+ft-ICmbis1anGeNaine2=mbis1anceNainei3i= SmbisbnceNameHh SrnbistanceName SmbistanceNamelS tar1=2QuASteplfti

28、ADCDC1SweepVa=nrt：E-StsM三 WzVCEV_DCSRClLDC SRC2UcHBB圖4-1晶體管工作點掃描的電路Pi旳屜_人1320 廿 J 9060105Q1Amip012341.000E-4 9.000E-5 8.000E-5 7.000E-5 6.000E-5 5.000E-5 4.000E-5 3.000E-5 2.000E-5BBBBBB B B BBBBBBB B B Bm1VCE= 3.000IC.i=0.005IBB=0.000060VCEValues at bias po int indicated by marker m1. Move marker t

29、o up date.VCEDevice Po wer Consu mp tion, Watts0.0163.000圖4-2 BJT直流工作點掃描曲線由圖表可知，晶體管AT32011的靜態(tài)工作點為:VCE=3.000VICi=0.005IBB=0.000060Bias=Bil; Vce=2 7V lc=2mA-FrequenciF0.10-5.10 GHz圖4-3偏置電路原理圖P1Hupp-lR1R-1.1S kChnoppP3Mm-JJ圖4-4偏置電路4.3晶體管S參數(shù)掃描lam11112 Muiti2Z=SOOhinStop=1 Git 31fip=(lLQ1 GHz圖4-5晶體管S參數(shù)掃描

30、的電路freq, GHzfreq, GHz0freq, GHz圖4-7噪聲系數(shù)nf(2)曲線從曲線可以看出當(dāng)頻率在 2.45GHz的時候,S(1,1)=-6.375dBS(1,2)=-18.824dBS(2,1)=6.588dBS(2,2)=-5.352dBNf(2)=2.069由上述分析可以看出，晶體管參數(shù)指標如下:（1） 技術(shù)指標；（2）（3）（4）（5）晶體管sp_hp_AT32011_5_1995105勺頻率范圍為 0.1至U 5.1GHz,滿足通帶內(nèi)的噪聲系數(shù)滿足技術(shù)指標； 通帶內(nèi)的增益不滿足技術(shù)指標； 通帶內(nèi)的輸入駐波比不滿足技術(shù)指標; 通帶內(nèi)的輸出駐波比不滿足技術(shù)指標;結(jié)論如下：

31、（1）頻率范圍和噪聲系數(shù)滿足技術(shù)指標，可以選取晶體管；（2）通帶內(nèi)增益、輸入輸出駐波比不滿足技術(shù)指標，需要添加輸入輸出匹 配網(wǎng)絡(luò)，通過輸入輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的優(yōu)化實現(xiàn)該 3項指標；4.4放大器的穩(wěn)定性分析我們知道二端口網(wǎng)絡(luò)絕對穩(wěn)定的充分且必要條件為:K _1-|Sii|2-IS22I2 + |糾2/24121 - S22 2|Si2|S2i|Sl2| S21Sl2| S21(4-1)其中(1-卜1|S22|2+|Ds|)2 |SI2S21(4-2)為放大器的穩(wěn)定因子，Ks越大，穩(wěn)定性越高。只有同時滿足上面三個條件 時，放大器才能保證絕對穩(wěn)定，有任何一個條件不滿足，都將是潛在不穩(wěn)定的。 對上面的三個條

32、件作適當(dāng)?shù)淖儞Q，可得絕對穩(wěn)定判別準則的另一種表達形式：Ks2Ds 1 1,晶體管處于絕對穩(wěn)定狀態(tài)。4.5設(shè)計輸入匹配網(wǎng)絡(luò)4.5.1匹配原理在設(shè)計放大器時，一般有以下幾種原則：一是以達到最大功率增益為目標； 二是以達到最穩(wěn)定增益為目標；三是要達到某一確定的增益值（小于最大增益）； 四是以達到最小噪聲系數(shù)為目標。(4-4)更多的時候，是要綜合考慮以上的目標。對于低噪聲放大器，注重的是要求 放大器有極低的噪聲系數(shù)同時又能得到一定的增益，這樣就必須在噪聲和增益之 間取折中方案。所有這些設(shè)計目標均可以按照網(wǎng)絡(luò)的 S參數(shù)導(dǎo)出相應(yīng)的公式。對 于不同的設(shè)計原則，相應(yīng)的匹配網(wǎng)絡(luò)的結(jié)構(gòu)也就不一樣。 實際的應(yīng)用中三

33、極管的 輸入共軛匹配的源反射系數(shù)（Fs）和最小噪聲源反射系數(shù)（opt）很少一致。 因此，必須找到一種折中的輸入匹配方法來滿足最佳噪聲系數(shù)和最佳輸入反射回 損的性能。當(dāng)由一個給定的噪聲系數(shù)F = Fi來設(shè)計rs時，可以推出等噪聲系數(shù)圓 方程，其方程如下：ropt2Ni +(1-。pt1 ss 1 +Ni-(1 + Ni)22)圓心為optCFi l + Ni(4-5)半徑為jNi2+Ni(1|嘉)片=-1 + Nj(4-6)其中Fs-r。ptTN-i-r(4-7) 得到等噪聲系數(shù)圓后，按照要求的噪聲系數(shù)設(shè)計放大器的問題就演變?yōu)閺脑?等噪聲系數(shù)圓中確定一個合適的 Fs值。利用（4 7）式可以在Fs

34、平面上畫出一 組等噪聲系數(shù)圓。當(dāng)r=0時，F(xiàn)即達其最小值Fmin，這時的rsopt。畫出圖來 我們還能發(fā)現(xiàn)，通過圓圖原點的等噪聲系數(shù)圓的噪聲系數(shù)Fo就是信號源端匹配時（=0）的噪聲系數(shù)，不包圍圓圖原點的等噪聲系數(shù)圓的噪聲系數(shù)F將在下列范圍：FminCFcFo，包圍圓圖原點的等噪聲系數(shù)圓的噪聲系數(shù) F將在下列范 圍：Fmin CF 1的放大器都是可以匹配的，當(dāng)Ks=1時, 理論上可以進行匹配，但實際上不可行，因為由其反射系數(shù)可知，這是一種純電抗性匹配，而現(xiàn)實中的元件都是有電阻性分量的。 當(dāng)Ks-1時，在理論上可以匹 配，但已無使用意義，因為這時I 1|=1。當(dāng)Ks V_AT-32O11_5_19

35、&9O1O5sp_SIMMBia 訴 Vce=2.7V lc=2mV|uereyp.10-5,10)GHzMSubTennTenrC Niiii=2Z=50OtmSPARAMETERSMSUBS_Param snSlalpO.1 GHzStop=5.4 GHzStepmtn GHzH=0j8mmEf43Mj=1Cond=5j88E+7 Hu=t0e+033 mm T=0.03iTTn TanD=0j001RovghR mm圖4-13帶有單支節(jié)匹配網(wǎng)絡(luò)的原理圖對原理圖進行仿真后，得到的數(shù)據(jù)曲線如下:0 0 i,m111frEc dB(=2.45CS(1,1)：)GHz=-30.5i64-n( 1

36、113-Illi1 21111?3freqll 1 1 15t,GHzIlliJIlli56-10,-20.-30.-40,-10Jj3J,n13ifeq=2.450Gh!dBStt2)-1.711i110 1! 23；4、56freq, GHz-20-30-40-50,-60.-70,圖 4-14 Sn、S12、20.0,-20-40_-60I I0 1F.、Py1mzGHzm2 freq=2.450dBS(2,1)=770|43456freq, GHz0freq, GHzSzi、和Szz曲線由圖4-14可以看出,4.6設(shè)計并優(yōu)化輸入輸出匹配網(wǎng)絡(luò)S,1、S12、S21和S22曲線在中心頻率處

37、的參數(shù)如下： S11曲線在中心頻率處的值為-30.564dB,表明輸入匹配良好。S22曲線在中心頻率處的值為-3.323dB，表明輸出匹配不好。S21曲線在中心頻率處的值為7.701dB，表明增益沒有達到技術(shù)指標。1、從圖4-14可以看出，只添加輸入匹配網(wǎng)絡(luò)不能滿足技術(shù)指標，下面同時 添加輸入輸出匹配網(wǎng)絡(luò)，并對輸入輸出匹配網(wǎng)絡(luò)進行優(yōu)化，以達到技術(shù)指標。2、輸入輸出匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計如下： SUiTflct SMilfliilVSWRVSVW1VSV1-V5wr(SliyVSVlft VHVIK?ySWHAd 1 S22)Sfcrt)fact1 -slAJacMLN IIKSdsH31MN llf嚴

38、MLNSFWT “re ai5tMaji- Tffl ?SuHsXMSMWlI nr?OhmlaZhZrdZn1=511BMlZ1JR2 Sdst-lASid)r如 UMSlMK曰 esnti mu 何H Wl- 1.M mn-WP： ：1 57 innViai52innMLEfr*-|TL3Sdet-lIrtSLbl)LI W=152nin主 L-SlT671 inn 何=TJ*.VcKP?.fV jFTP1D-5.ia)GHE|g| SPARMETEFLSSJianSHStait=2.4CttrStDp-2J5GHzStrp-O.IGHz詐 rrrn WP -1 fl? inn-15211

39、171WIH-IMi|-7iiinUSitiUSUBMSltdSdSt=Trta*r I HL mmW=1JS2irinl-hmnmsUuiM CorKl-5j8EE*7HILI DH1033 rrrn T=0j03ninT宙dOJOOl n(ugh=0inn圖4-15輸入輸出匹配網(wǎng)絡(luò)原理圖3、對設(shè)計好的原理進行優(yōu)化和仿真。利用優(yōu)化控件Optim和目標控件GOAL,如圖所示:OPTIMGOALGoalOptimGodZExpEB1,說明系統(tǒng)處于絕對穩(wěn)定狀態(tài)；-16.569dB S12v-16.456dB，說明具有良好的輸入輸出隔離度;1.725Nf(2)1.760,說明噪聲系數(shù)達到指標；VSW

40、E1V1.5,說明輸入駐波比達到指標；增益17.465dBG1.5,說明輸出駐波比沒有達到指標；設(shè)計到目前為止，只有輸出駐波比沒有達到指標。此文采用二級級聯(lián)的方法 解決此問題，因為等到加上偏置網(wǎng)絡(luò)后增益也會有所下降， 小輸出駐波比。二級級聯(lián)的原理圖如下：r 出nTWNff=lf2m T bZfflaJ TuimH KLhim115 ULH U niu鈾f m=hini 幡個IH1 慨血im115 一. 制d UW W=tT L=2XlMa 5PITS AOS 麗T12VriSEmn 驅(qū)勺L=2血imM 時零*a丸TVeift.EmL=3nnT L=2JttwfilH=l 足 im惓國im懈I刪

41、SF輕TMAWK丄HSm定m111 sdihiiar rtsnm J L=3In JLTotftHhfI2=5Dbi BIBnaVM2i*sm YWusdi7iiZillSUB HMd H=UiniB=UM=1SFmSP)SU=24e 他SHfZ5CHl 般ZnkhSItPie HJ=lW33inT=U(!iiiTidMJMI 眄寅ElsjgdjMadULffSlM=1ISilWsl1 w=ti2iTii :atf 出世L=Sm卓ULF tTUI ISdstVSlFVMSmrL=6im|*時暉丫峽忙加,ew*Fn iHirl1t-&1H.ULM上%siuaiiir W=t9ini bJ-f胭

42、imvswVSHR1BpFWUirSill血Mitd*SmAHET田S ih= Wig 出IRlfl=RwgdM 扌0|M D|M廬命dnUaln=aTonToiCHn=22=EDQbnULMTLIZSii!d=USkil 律俑燼說mL=ZmDM:BpFVfilSWliFIfC 嗆t甌di(護WtlSmskg血 rsSa4C|MnSaKHonhnSasAltiEAtUtuA9|絢濟SsGupcf =圖 4-21二級級聯(lián)放大器原理圖對此原理圖進行仿真，仿真結(jié)果如下所示:m4freq, GHzfreq, GHzRWS2.402.422.442.462.482.50圖4-22噪聲系數(shù)圖4-23輸入駐

43、波比1. 45 61. 45占2RWSV1. 4521. 45衛(wèi)1. 44.81. 44mm5 freq=2. 400GHz VSW R2=1. 44 optI ter=148m6freq=2. 500GH; VSW R2=1. 45 opti ter=148.5h1. 44 I * I I I 2. 4 02. 422. 442. 462. 482. 5 0fre q, GHz圖4-24增益圖4-25輸出駐波比由仿真圖可以看出，在級聯(lián)后，輸出駐波比減小并且達到指標，增益增大, 但是系統(tǒng)的噪聲系數(shù)增大，在輸出駐波比和噪聲系數(shù)之間，我選擇噪聲系數(shù), 就是沒有級聯(lián)的電路，因為該畢業(yè)設(shè)計的最重要的指

44、標就是噪聲系數(shù)。至此，放大器的目標指標都已經(jīng)實現(xiàn)，設(shè)計工作完成。結(jié) 論 #結(jié) 論 快速發(fā)展的無線通信對微波射頻電路如射頻功率放大器提出更高的性能。本文分析討論了射頻功率放大器的基本設(shè)計理論，并結(jié)合射頻功率放大器的性能指 標，利用ADS仿真軟件設(shè)計了一個中心頻率為 2.45GHz、帶寬為100MHz輸入輸 出駐波比小于1.5、噪聲系數(shù)小于2dB和增益大于15dB的射頻功率放大器。本文研究的主要工作和結(jié)論如下：在認真閱讀文獻、查找資料的基礎(chǔ)上，驗證了一種基于ADS仿真軟件設(shè) 計射頻功率放大器的可行性，利用 Smith圓圖對其輸入輸出阻抗匹配電路進行 了仿真優(yōu)化設(shè)計，ADS軟件提供了功能強大的射頻電

45、路仿真， 優(yōu)化了射頻電路設(shè) 計環(huán)境，正是通過對軟件功能的充分應(yīng)用，替代了射頻放大器設(shè)計中許多原來需 要人工進行的運算設(shè)計工作，提高了工作效率。系統(tǒng)分析了低噪聲放大器的設(shè)計理論，本文助傳輸線理論和雙端口網(wǎng)絡(luò) 結(jié)構(gòu)，研究其功率關(guān)系，采用 S參數(shù)方法，詳細分析了低噪聲放大器的增益和 穩(wěn)定性。分析了射頻功率放大器的偏置電路和匹配電路設(shè)計中的一些基本問題， 討論了輸入、輸出匹配電路和級間匹配電路設(shè)計的問題?？傊?，基于ADS仿真軟件分析設(shè)計低噪聲放大器，從仿真結(jié)果來看，都達 了預(yù)期的設(shè)計目標。現(xiàn)在，盡管我們可以成功的設(shè)計出一個射頻的功耗較低的LNA但是這僅僅是我們在射頻電路設(shè)計上的一個起步，我們未來需要進

46、一步研究的問題包括：因為射頻功率放大器是發(fā)射機系統(tǒng)的最末端電路，輸入端的匹配我們考 慮到了，但是作為負載的后級電路我們沒有涉及到， 盡管我們在輸出匹配時留有 了足夠大的余度，但是對輸出匹配我們?nèi)孕枰鲆徊糠止ぷ鳎?我們下一步工作會 考慮將射頻功率放大器和混頻器作為一個模塊進行設(shè)計。 因為條件有限，本文僅僅從理論上分析，使用EDA軟件ADS進行仿真驗證，沒有將該設(shè)計實際制作出來。由于仿真軟件是理想化的，而射頻電路在設(shè)計時候還受工藝和具體操作的影響，因此實際的測量結(jié)果與仿真結(jié)果會有一定差 距，這都有待于后續(xù)進行深入的研究。(3)研究寬帶射頻功率放大器的設(shè)計以適應(yīng)無線通信寬帶化、多標準融合的 趨勢。

47、射頻移動通信技術(shù)的總趨勢是走向高速化、大帶寬，并最終實現(xiàn)整個無線終端的單片集成。目前，關(guān)于射頻功率放大器的研究已經(jīng)趨于成熟，未來的難點 和熱點在于如何適應(yīng)3G以及未來的通信技術(shù)的要求，提高其低噪聲性能，增大 工作帶寬，進一步改進線性度等。迄今為止，我國在 RFIC方面與國外還存在很 大的差距，所以射頻電路的設(shè)計對我們來說機遇與挑戰(zhàn)共存， 其發(fā)展的前景一定 是光明的！當(dāng)然，由于本人的水平和時間有限，論文有很多不足之處， 有許多有待改進 的地方，對此深表歉意并期望以后能逐漸完善。參考文獻 參考文獻 參考文獻Andrei Grebennikov著，張玉興，趙宏飛譯.射頻與微波功率放大器設(shè)計.北京：電子工業(yè)出版社，2006.144-185張玉興.射頻模擬電路.成都：電子科技大學(xué)出版社，2002.8