跨導(dǎo)運(yùn)算放大器

1、精選優(yōu)質(zhì)文檔-傾情為你奉上精選優(yōu)質(zhì)文檔-傾情為你奉上專心-專注-專業(yè)專心-專注-專業(yè)精選優(yōu)質(zhì)文檔-傾情為你奉上專心-專注-專業(yè)第5章 集成跨導(dǎo)運(yùn)算放大器內(nèi)容提要 跨導(dǎo)放大器(包括雙極型OTA和CMOS跨導(dǎo)器)是一種通用性很強(qiáng)的標(biāo)準(zhǔn)器件，應(yīng)用非常廣泛，主要用途可以分為兩方面。一方面，在多種線性和非線性模擬電路和系統(tǒng)中進(jìn)行信號(hào)運(yùn)算和處理；另一方面，在電壓模式信號(hào)系統(tǒng)和電流模式信號(hào)系統(tǒng)之間作為接口電路，將待處理的電壓信號(hào)變換為電流信號(hào)，再送入電流模式系統(tǒng)進(jìn)行處理。本章將介紹OTA的基本概念，雙極型集成OTA的電路結(jié)構(gòu)，及其OTA在模擬信號(hào)處理中的基本應(yīng)用原理。 CMOS跨導(dǎo)器是近年來(lái)研究和發(fā)展的主流

2、，本章將主要介紹幾種CMOS跨導(dǎo)放大電路。5.1 引言跨導(dǎo)放大器的輸入信號(hào)是電壓，輸出信號(hào)是電流，增益叫跨導(dǎo)，用Gm表示。集成跨導(dǎo)放大器可分為兩種，一種是跨導(dǎo)運(yùn)算放大器(Operational Transconductance Amplifier)，簡(jiǎn)稱OTA；另一種是跨導(dǎo)器(Transconductor)。跨導(dǎo)運(yùn)算放大器是一種通用型標(biāo)準(zhǔn)部件，有市售產(chǎn)品，而且都是雙極型的。跨導(dǎo)器不是通用集成部件，它主要用于集成系統(tǒng)中進(jìn)行模擬信號(hào)的處理，跨導(dǎo)器幾乎都是CMOS型的。雙極型OTA和CMOS跨導(dǎo)器的功能在本質(zhì)上是相同的，都是線性電壓控制電流源。但是，由于集成工藝和電路設(shè)計(jì)的不同，它們?cè)谛阅苌洗嬖谝恍?/p>

3、不同之處：雙極型OTA的跨導(dǎo)增益值較高，增益可調(diào)而且可調(diào)范圍也大(34個(gè)數(shù)量級(jí))；CMOS跨導(dǎo)器的增益值較低，增益可調(diào)范圍較小，或者不要求進(jìn)行增益調(diào)節(jié)，但它的輸入阻抗高、功耗低，容易與其他電路結(jié)合實(shí)現(xiàn)CMOS集成系統(tǒng)。由于跨導(dǎo)放大器的輸入信號(hào)是電壓，輸出信號(hào)是電流，所以它既不是完全的電壓模式電路，也不是完全的電流模式電路，而是一種電壓電流模式混合電路。但是，由于跨導(dǎo)放大器內(nèi)部只有電壓一電流變換級(jí)和電流傳輸級(jí)，沒(méi)有電壓增益級(jí)，因此沒(méi)有大擺幅電壓信號(hào)和密勒電容倍增效應(yīng)，高頻性能好，大信號(hào)下的轉(zhuǎn)換速率也較高，同時(shí)電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，電源電壓和功耗都可以降低。這些高性能特點(diǎn)表明，在跨導(dǎo)放大器的電路中，電流模

4、式部分起決定作用。根據(jù)這一理由，跨導(dǎo)放大器可以看作是一種電流模式電路。5.2 雙極型集成OTA 5.2.1 OTA的基本概念OTA是跨導(dǎo)運(yùn)算放大器的簡(jiǎn)稱，它是一種通用標(biāo)準(zhǔn)部件。OTA的符號(hào)如圖5.1所示，它有兩個(gè)輸入端，一個(gè)輸出端，一個(gè)控制端。符號(hào)上的“+”號(hào)代表同相輸入端，“-”號(hào)代表反相輸入端，io是輸出電流，IB是偏置電流，即外部控制電流。 OTA的傳輸特性可用下列方程式描述 (5.1)式中 io是輸出電流；uid是差模輸入電壓；Gm是開(kāi)環(huán)跨導(dǎo)增益。通常由雙極型集成工藝制作的OTA在小信號(hào)下，跨導(dǎo)增益Gm是偏置電流IB的線性函數(shù)，其關(guān)系式為 (5.2) (5.3)h稱為跨導(dǎo)增益因子，UT

5、是熱電壓，在室溫條件(T=300 K)下，UT =26 mV，可以計(jì)算出h=19.21/V，因此有 (5.4)式中IB的單位用A，Gm的單位為S。ioui+ui -+-Gm（ui+- ui-）圖5. 2 OTA的小信號(hào)理想模型IB圖5. 1 OTA的電路符號(hào)ui+ui -+-Gmio根據(jù)式(5.1)的傳輸特性方程式，可畫(huà)出OTA的小信號(hào)理想模型如圖5. 2所示。對(duì)這個(gè)理想模型，兩個(gè)電壓輸入端之間開(kāi)路，差模輸入電阻為無(wú)窮大；輸出端是一個(gè)受差模輸入電壓uid控制的電流源，輸出電阻為無(wú)窮大。同時(shí)，理想條件下的跨導(dǎo)放大器的共模輸入電阻、共模抑制比、頻帶寬度等參數(shù)均為無(wú)窮大，輸入失調(diào)電壓、輸入失調(diào)電流等

6、參數(shù)均為零。以上通過(guò)對(duì)OTA基本概念的介紹可以看出，與常規(guī)的電壓模式(電壓輸出電壓輸入)運(yùn)算放大器比較，OTA具有下列性能特點(diǎn)；輸入差模電壓控制輸出電流，開(kāi)環(huán)增益是以S為單位的跨導(dǎo)；增加了一個(gè)控制端，改變控制電流(即偏置電流IB)可對(duì)開(kāi)環(huán)跨導(dǎo)增益Gm進(jìn)行連續(xù)調(diào)節(jié)；它還具有電流模式電路的特點(diǎn)，如頻帶寬，高頻性能好等。5.2.2雙極型OTA電路結(jié)構(gòu)1 雙極型OTA結(jié)構(gòu)框圖 雙極型集成OTA的結(jié)構(gòu)框圖如圖5.3所示。圖中ui+是同相輸入端，ui- 是反相輸入端。io是電流輸出端，IB是偏置電流輸入端。晶體管VT1、VT2組成差動(dòng)式跨導(dǎo)輸入級(jí)，將輸入電壓信號(hào)變換為電流信號(hào)，EC、-EE分別是正、負(fù)電源

7、?？驁D中的M x、M y、M z、M w均為電流鏡，其中電流鏡Mw將外加偏置電流IB輸送到VT1、VT2組成的差動(dòng)輸入級(jí)作靜態(tài)電流；電流鏡Mx和My將VT1的集電極電流icl輸送到輸出端；電流鏡Mz將VT2的集電極電流ic2輸送到輸出端。由于My與Mz是極性互補(bǔ)的電流鏡，My的輸出電流為流進(jìn)方向，Mz的輸出電流為流出方向，故將icl與ic2的差值取作輸出電流io，形成單端推挽式輸出。由框圖可看出，雙極型OTA的電路結(jié)構(gòu)十分簡(jiǎn)單，它的基本單元電路只有共射差動(dòng)放大級(jí)和若干個(gè)電流鏡。圖5. 3 雙極型集成OTA的結(jié)構(gòu)框圖VT2VT1EC-EE下面介紹一種基本型OTA電路，它是美國(guó)RCA、NSC等公司

8、生產(chǎn)的3080系列OTA所采用的電路。2. 基本型OTA電路（1）電路組成基本型OTA的電路如圖5. 4所示。它由11個(gè)晶體管和6個(gè)二極管組成。注意，這里的所有二極管實(shí)際上都是指集、基短接的晶體管。圖5.4 基本型OTA電路i1i2i10=i1IBVT1VT2VT3VT4VT5VT6VT7VT10VT11VD1VD2VD3VD4VD6i9=i2VT8VT9VD5EC-EE在圖5. 4所示電路中，VT1、VT2組成跨導(dǎo)輸入級(jí)，它是共射差動(dòng)式電路，輸入電壓信號(hào)，輸出電流信號(hào)，因此是跨導(dǎo)放大級(jí)。VT3和VD1組成一個(gè)基本鏡象電流鏡，與結(jié)構(gòu)框圖5.3中Mw的作用相同，將外加偏置電流IB送到輸入級(jí)作VT

9、1、VT2的射極長(zhǎng)尾電流。VT7、VT8、VT9和VD5組成威爾遜電流鏡，起結(jié)構(gòu)框圖5.3中Mz的作用，VT8與VT9的達(dá)林頓接法可提高電流鏡的輸出電阻，并聯(lián)在VT8發(fā)射結(jié)上的二極管VD4用來(lái)加快電路的工作速度。同理，VT4、VT5、VT6與VD2、VD3組成威爾遜電流鏡，起結(jié)構(gòu)框圖5.3中Mx的作用。VT10、VT11和VD6組成第三個(gè)威爾遜電流鏡起框圖中My的作用。輸出端為VT9集電極與VTl0集電極的相交點(diǎn)。因此是高阻抗輸出端，輸出電流為VT9集電極電流與VT10集電極電流之差。如果上述電路中4個(gè)電流鏡的電流傳輸比均等于1，從而使得ic9=ic2 ，ic10=icl ，io= ic9-i

10、c10=ic2-ic1。因此，上述OTA電路的傳輸特性(即io與uid的函數(shù)關(guān)系)將由差動(dòng)輸入級(jí)的傳輸特性來(lái)決定。（2）傳輸特性分析設(shè)OTA電路中的4個(gè)電流鏡的電流傳輸比均等于1，則OTA電路的傳輸特性由差動(dòng)輸入級(jí)的傳輸特性決定。根據(jù)晶體三極管特性，VT1、VT2集電極電流為其中為PN結(jié)內(nèi)建電壓（熱電壓），IS為飽合電流。VT3的集電極偏置電流IB可表示為 由上述各式可解得 (5.5) (5.6)其中uid = u i+ -u i - ，將式(5.5)的分子及分母同時(shí)乘以，則有 (5.7)利用雙曲正切函數(shù)，由(5.7) 式可得 (5.8)同理由(5.6) 式可得到ic2的表達(dá)式如下 (5.9)

11、取icl與ic2之差作為跨導(dǎo)輸入級(jí)的輸出電流，且假設(shè)VT1、VT2的共基電流放大系數(shù)=1，可得差動(dòng)輸入級(jí)的傳輸特性，即輸出電流io與差模輸入電壓uid的關(guān)系式為 (5.10)式(5.10)是傳輸特性的精確表達(dá)式，顯然io與uid之間具有非線性函數(shù)關(guān)系。在輸入電壓信號(hào)很小，即uid2UT條件下，利用雙曲正弦函數(shù)的特性（即當(dāng)x1時(shí)，thx x），。則由式(5.10)可得，io與uid之間具有的近似線性關(guān)系為 (5.11)式(5.11)是傳輸特性的近似表達(dá)式，與(5.1)式比較不難看出 (5.12)常溫下，UT =26mV，可以算出 (5.13)所以有 (5.14)由以上分析結(jié)果看出，差動(dòng)式跨導(dǎo)輸入

12、級(jí)及基本型OTA電路具有以下基本性能特點(diǎn)：跨導(dǎo)增益Gm與偏置電流IB之間具有線性關(guān)系，跨導(dǎo)增益可借助偏置電流IB進(jìn)行調(diào)節(jié)；電路內(nèi)部沒(méi)有大的擺幅電壓，在2V15 V電源電壓范圍內(nèi)都可以正常工作。但是，這種OTA電路有兩個(gè)缺點(diǎn)：傳輸特性的線性范圍很窄，若要使其非線性誤差小于1，差模輸入電壓的允許動(dòng)態(tài)范圍約為10 mV；跨導(dǎo)增益與溫度成反比（UT=kT/q），溫度升高時(shí)，跨導(dǎo)Gm值下降。5.2.3 改進(jìn)的雙極型OTA電路1. 電路組成一種雙極型OTA的改進(jìn)電路如圖5. 5所示，它與前述圖5.4所示OTA基本電路相比，在輸入級(jí)加入線性化補(bǔ)償電路，用以擴(kuò)展傳輸特性的線性范圍，并消除溫度對(duì)跨導(dǎo)增益的影響。

13、另外，一般在輸出端還設(shè)置有達(dá)林屯緩沖輸出級(jí)（圖中沒(méi)有畫(huà)出），這樣可使OTA除了能提供高輸出阻抗電流端之外，還能提供低輸出阻抗電壓端，增加應(yīng)用的靈活性。圖5. 5所示電路由15個(gè)晶體管和9個(gè)二極管組成，晶體管和二極管(集、基短接的晶體管)均具有相同的幾何尺寸。 下面分別說(shuō)明該電路的線性化補(bǔ)償級(jí)、差動(dòng)跨導(dǎo)輸入級(jí)和電流傳送級(jí)的組成和特點(diǎn)。線性化補(bǔ)償電路由VT12、VT13、VD9、VT14、VT15 、VD7、VD8和Rx組成，其中VT12、VT13組成射極耦合差分級(jí)，實(shí)現(xiàn)電壓-電流變換；VD9、VT14、VT15組成電流鏡，將外加偏置電流ID輸送給VT12、VT13的發(fā)射極，作為長(zhǎng)尾電流；VD7、

14、VD8是線性化補(bǔ)償二極管，其作用是增加傳輸特性的線性范圍，并消除溫度的影響，關(guān)于實(shí)現(xiàn)線性化補(bǔ)償?shù)脑韺⒃诤竺鎸ｉT(mén)討論。ID圖5.5 改進(jìn)型OTA電路i1i2i10=i1IBVT1VT2VT3VT4VT5VT6VT7VT10VT11VD1VD2VD3VD4VD6i9=i2VT8VT9VD52IDVT12VT13VT14VT15VD7VD8VD9uid+-EEECRxID7ID8VT1VT3和VD1組成跨導(dǎo)輸入級(jí)，VT3和VD1組成一個(gè)基本電流鏡，與結(jié)構(gòu)框圖5.3中Mw的作用相同，將外加偏置電流IB送到跨導(dǎo)輸入級(jí)作為VT1、VT2的射極長(zhǎng)尾電流。電流傳送級(jí)由三個(gè)Wilson電流鏡組成，其中VT7、

15、VT8、VT9和VD5組成威爾遜電流鏡，起框圖5.3中Mz的作用，VT8與VT9的達(dá)林頓接法可提高電流鏡的輸出電阻，并聯(lián)在VT8發(fā)射結(jié)上的二極管VD4用來(lái)加快電路的工作速度。同理，VT4、VT5、VT6與VD2、VD3組成威爾遜電流鏡起框圖中Mx的作用。VT10、VT11和VD6組成第三個(gè)威爾遜電流鏡起框圖中My的作用。三個(gè)電流鏡的電流傳輸比均近似為1。輸出端為VT9集電極與VTl0集電極的相交點(diǎn)。因此是高阻抗輸出端，輸出電流為VT9集電極電流與VT10集電極電流之差，即io= ic9-ic10=ic2-ic1。2. 線性化補(bǔ)償原理由式(5.10) 可以看出，雙極型OTA電路的輸出電流io與輸

16、入差模電壓uid之間具有非線性雙曲正切函數(shù)的關(guān)系。如果對(duì)輸入的電壓信號(hào)uid首先進(jìn)行反雙曲正切變換，再輸入到差動(dòng)跨導(dǎo)級(jí)，以補(bǔ)償雙曲正切函數(shù)所產(chǎn)生的非線性失真，那么輸出電流io與輸入電壓uid將成線性關(guān)系。圖5.6所示的線性化補(bǔ)償電路構(gòu)成一個(gè)反雙曲線正切函數(shù)的變換電路。其中，由VT12、VT13、VD9、VT14、VT15 和Rx構(gòu)成線性電壓電流變換器，其交流等效電路與第3章圖3.8所示電路相同，利用式(3.20)可求出流過(guò)Rx的電流為 (5.15)由圖5.6可以看出，uid為VD7，VD8發(fā)射結(jié)上的電壓差，即，而ID2IDVT12VT14VD7VD8VT15VD9uid+-EC-EEVT13圖

17、5.6 線性化補(bǔ)償電路RxixID7ID8+ube7 -+- ube8IDID (5.16)同時(shí)，由圖5.6還可以看出 (5.17)由式(5.16)和式(5.17)可得 (5.18)利用數(shù)學(xué)關(guān)系，則式(5.18)可改寫(xiě)成 (5.19)把式(5.19)代入式(5.10)可得 (5.20)同時(shí)，由圖5.5也不難發(fā)現(xiàn)，VD7、VD8、VT1、VT2組成一個(gè)跨導(dǎo)線性環(huán)路，根據(jù)跨導(dǎo)線性原理，可直接寫(xiě)出 (5.21)求解式(5.21)，可得到與式(5.20)完全相同的結(jié)果。改進(jìn)后的OTA電路的跨導(dǎo) (5.22)式(5.20)表明，輸出電流與輸入電壓具有理想線性關(guān)系，而且消除了溫度T的影響。式(5.20)成

18、立的條件是：，即線性化補(bǔ)償電路的信號(hào)電流不超過(guò)每個(gè)二極管的偏置電流。同基本型OTA電路（LM3080）相比，改進(jìn)后的OTA有以下優(yōu)點(diǎn)：(1) 擴(kuò)大了線性電壓的輸入范圍。由于在輸入端采用了反雙曲正切變換，補(bǔ)償了簡(jiǎn)單跨導(dǎo)級(jí)的雙曲正切畸變，使輸出電流與輸入電壓有很好的線性關(guān)系。(2) 在進(jìn)行非線性補(bǔ)償?shù)耐瑫r(shí)，也進(jìn)行了溫度補(bǔ)償。一般差動(dòng)放大級(jí)的跨導(dǎo)與熱電勢(shì)UT有關(guān)(見(jiàn)式(5.12)，而式(5.22)不含UT，因而OTA的溫度穩(wěn)定性得到了改善。(3) 增加了一個(gè)外控電流ID，跨導(dǎo)與IB成正比，與ID成反比，多了一個(gè)控制自由度。(4) 提高了輸入電阻。該電路的差模輸入電阻為Ri2rbe+(1+)Rx，它比

19、LM3080多了(1+)Rx。5.3 CMOS集成跨導(dǎo)器5.3.1 CMOS跨導(dǎo)器概述雙極型OTA有很多優(yōu)良性能。例如，Gm增益值及其可調(diào)范圍均較大，Gm與IB之間有大范圍的線性關(guān)系等。雙極型OTA的主要缺點(diǎn)是傳輸特性的線性范圍小，在非線性誤差不大于1.0條件下，未經(jīng)線性補(bǔ)償OTA的差模輸入電壓允許值約為10mV。隨著CMOS工藝技術(shù)和電路設(shè)計(jì)的發(fā)展，CMOS跨導(dǎo)器在近年來(lái)得到了重點(diǎn)研究和發(fā)展。與雙極型OTA比較，CMOS跨導(dǎo)器的增益值及其可調(diào)范圍較小，但它的輸入電阻高、功耗小、熱穩(wěn)定性好，更加適宜在集成系統(tǒng)中應(yīng)用。需要指出，CMOS跨導(dǎo)器在應(yīng)用中大多工作在開(kāi)環(huán)或非深度負(fù)反饋狀態(tài)，以便用調(diào)節(jié)開(kāi)

20、環(huán)增益Gm值去控制電路和系統(tǒng)的性能參數(shù)值。這時(shí)，跨導(dǎo)器的兩個(gè)輸入端間不存在“虛短路”，在大信號(hào)輸入條件下，兩個(gè)輸入端之間出現(xiàn)的信號(hào)也大。為了使電路和系統(tǒng)有較大的動(dòng)態(tài)范圍，要求CMOS跨導(dǎo)器具有大信號(hào)下的高線性度。CMOS跨導(dǎo)器的電路結(jié)構(gòu)與雙極型OTA相似，一般也由跨導(dǎo)輸入級(jí)和電流鏡組成，而且用源極耦合差動(dòng)放大級(jí)作為跨導(dǎo)輸入級(jí)的基本電路。分析表明，源耦差分輸入級(jí)能提供低噪聲、低漂移、良好的高頻特性和共模抑制能力，但是它的大信號(hào)傳輸特性是非線性的，而且是構(gòu)成CMOS跨導(dǎo)器非線性的主要來(lái)源。因此，在設(shè)計(jì)CMOS跨導(dǎo)器的電路時(shí)，需要解決的一個(gè)主要問(wèn)題是如何改善輸入級(jí)傳輸特性的線性程度并擴(kuò)大線性范圍。本

21、節(jié)將介紹在這方面比較成功的電路設(shè)計(jì)。CMOS OTA作為一種通用電路單元，在模擬信號(hào)處理領(lǐng)域得到廣泛應(yīng)用。CMOS電路的輸入阻抗高，級(jí)間連接容易，又特別適于大規(guī)模集成，因而CMOS OTA在集成電路，特別是在集成系統(tǒng)中的位置遠(yuǎn)比雙極型OTA重要。5.3.2 源耦差分對(duì)CMOS跨導(dǎo)器1. 電路組成最簡(jiǎn)單的CMOS跨導(dǎo)器是基本源耦差分對(duì)跨導(dǎo)器，其電路組成如圖5.7所示。圖中的N溝道MOS管Ml、M2組成源耦差分對(duì)，作為輸入級(jí)實(shí)現(xiàn)電壓電流變換；P道溝MOS管M3、M4組成基本電流鏡，作為源耦差分對(duì)的漏極有源負(fù)載， 實(shí)現(xiàn)輸出電流的雙端一單端變換。ED-ESM1M2M3M4iD1iD2ioui1ui2I

22、SS圖5.7 源耦差分對(duì)CMOS跨導(dǎo)器設(shè)M3、M4組成基本電流鏡的電流傳輸比保持為1，則該CMOS跨導(dǎo)器的傳輸特性由源耦差分對(duì)決定，輸出電流為 (5.23)2. 直流傳輸特性分析設(shè)MOS管M1、M2滿足理想對(duì)稱條件，它們的體效應(yīng)和溝道長(zhǎng)度調(diào)制效應(yīng)可以忽略，并且始終工作在飽和區(qū)，則可根據(jù)式(1.8)，MOS管的電流方程式為 （5.24） （5.25）令，。由于兩管對(duì)稱，所以，K1=K2=K，UGS(th)1= UGS(th)2= UGS(th)，上面二式又可寫(xiě)成 （5.26） （5.27）將式（5.26）和式（5.27）開(kāi)方后，可得到以電流為自變量的柵、源電壓方程式如下 （5.28） （5.29

23、）差模輸入電壓為uid=ui1-ui2=uGS1- uGS2，因此可寫(xiě)出 （5.30）對(duì)于圖5.7所示電路，M1、M2電流之和等于偏置電流(尾電流)ISS，即 因此可以聯(lián)立式(5.30)解得 （5.31） （5.32）圖5.8 源耦對(duì)單管傳輸特性ISSiD1iD2-uidISS/2式(5.31)和式(5.32)表示M1、M2單管電流與uid的關(guān)系，其傳輸特性曲線如圖5.8所示，從這兩個(gè)關(guān)系式可以求出，當(dāng)iD1= ISS時(shí)，iD1=0， iD2= ISS時(shí)，iD1=0， 這表明，源耦差分對(duì)跨導(dǎo)器最大允許的差模輸入電壓范圍是 于是，得到源耦差分對(duì)跨導(dǎo)器的輸出電流為 (5.33)式(5.35)是輸出

24、電流與差模輸入電壓的關(guān)系式，即直流傳輸特性表達(dá)式，可以看出，io與uid之間具有非線性關(guān)系，只有在u2id1時(shí)，4，1，1/n。極限情況下，n，0。由式(5.65)可推導(dǎo)出傳輸特性在uid=0(即x=0)時(shí)的小信號(hào)跨導(dǎo)增益為 (5.67)值得指出的是，由圖5.15所示交叉耦合原理電路所得式(5.52)是理想線性方程式；而由圖5.16所示交叉耦合差動(dòng)跨導(dǎo)器所得式(5.65)并不是理想線性方程式，造成這一差別的原因是：圖5.16所示電路中M1與M4、M2與M3的源極分別相連，使M3、M4漏極電流中除掉偏置電流nI之外，也存在信號(hào)電流分量。因此，M3、M4的柵一源電壓(Ux+UGS(th)并不是理想

25、恒壓源。但是，如果，n值越大，信號(hào)電流分量在M3、M4中所占比重越小。Ux越接近為恒定電壓，傳輸特性越接近理想直線。3. 主要性能對(duì)圖5.16所示電路進(jìn)行SPICE程序模擬，選取以下參數(shù)：UGS(th)=1V，ub=1V，M1和M2的W=L=10m，K= 15A/V2，I=15A。SPICE模擬結(jié)果為：當(dāng)n=10(即M3、M4的W=100m，L=10m，K=150A/V2)時(shí)，在-1 V+1V差模輸人電壓范圍內(nèi)，傳輸特性非線性誤差小于1.0；當(dāng)n=20時(shí)，在-1 V+1V輸人范圍內(nèi)，非線性誤差小于0.5；對(duì)于基本源耦對(duì)，在同一輸入電壓范圍內(nèi)，非線性誤差大于10。因此，利用輔助電壓源的交叉耦合方

26、法，可使CMOS差動(dòng)跨導(dǎo)器的傳輸特性線性范圍得到顯著改善。本電路的缺點(diǎn)是：為了改善傳輸特性的線性，n值應(yīng)選取較大，M3、M4晶體管必然占用較大的芯片面積，同時(shí)也會(huì)有較大的靜態(tài)功耗。5.4.3 補(bǔ)償電流源CMOS跨導(dǎo)器1. 補(bǔ)償電流源作用原理根據(jù)式(5.35)可知，以恒定電流源ISS作尾電流的基本源耦對(duì)的iouid傳輸特性方程式為 (5.68)若設(shè)法在尾電流中加入一個(gè)與項(xiàng)成正比的電流分量，使尾電流具有下列形式 (5.69)式中，是靜態(tài)分量，為恒定值，為動(dòng)態(tài)分量，正比于。將式(5.69)代人式(5.68)可得 (5.70)若使K=K/2，則有 (5.71)式(5.71)傳輸函數(shù)具有理想線性關(guān)系，由

27、該式?jīng)Q定的跨導(dǎo)值為。這里，獲得理想線性關(guān)系的原理是：uid不僅作用于源耦對(duì)的輸入端，而且作用于源耦對(duì)的尾電流，用尾電流中正比于uid的平方項(xiàng)去補(bǔ)償式(5.68)中引起非線性誤差的uid平方項(xiàng)。2. 帶補(bǔ)償電流源的差動(dòng)跨導(dǎo)級(jí)圖5.17是帶補(bǔ)償電流源的差動(dòng)跨導(dǎo)級(jí)電路。圖中，M6與M7組成該放大級(jí)的基本源耦對(duì)；M1M4組成圖5.16所示交叉耦合差動(dòng)放大級(jí)；M5與電流源I共同起到使電流移位的作用。圖5.17 帶補(bǔ)償電流源的差動(dòng)跨導(dǎo)級(jí)M1M6M7M2K(n+1)Iui1ui2I+i1nI+i2io-ESEDM3M4(n+1)InI-i1I-i2KnKnKM5M8M9IIKK 對(duì)M1M4組成的交叉耦合源耦

28、對(duì)，根據(jù)式(5.54)、式(5.55)、式(5.60)及式(5.61)可寫(xiě)出下列方程式 （5.72） （5.73） （5.74）式中，。將、x代人式(5.74)可得 （5.75） （5.76）為使K=K/2，取n=2.155，這時(shí)(iDl+ iD2)滿足式(5.69)規(guī)定的補(bǔ)償電流源條件。另外，為將(iDl+ iD2)輸送到輸入源耦對(duì)M6、M7的源極作尾電流，在圖5.17所示電路中加入M5及兩個(gè)電流源I起電流移位作用，從圖5.17可得下列電流關(guān)系式 （5.77）由于iD5= iS6，所以有 （5.78）結(jié)果使得基本源耦對(duì)的尾電流等于iDl與iD2之和，獲得消除非線性誤差的補(bǔ)償電流源。圖5.17

29、中的晶體管M8、M9組成電流鏡作M6、M7的負(fù)載，提供單端輸出電流。3. 輸入級(jí)帶補(bǔ)償電流源的CMOS跨導(dǎo)器圖5.18所示為輸入級(jí)帶補(bǔ)償電流源的CMOS跨導(dǎo)器電路。圖中，晶體管M6、M7組成輸入源耦對(duì)，M1M7的作用與圖5.17中M1M7的作用相同。M6、M7的尾電流中包含與uid平方成正比的分量，該電流分量由M1M4組成的交叉耦合差動(dòng)級(jí)和電流轉(zhuǎn)移器件M5產(chǎn)生；M8M19組成電流源和電流鏡，為輸入源耦對(duì)及交叉耦合差動(dòng)級(jí)提供偏置電流；M20M31組成三個(gè)改進(jìn)型威爾遜電流鏡提供單端輸出電流；UB是偏置電壓，UC是控制電壓，改變UC數(shù)值可以調(diào)節(jié)該電路的跨導(dǎo)增益值。 圖5.18 輸入級(jí)帶補(bǔ)償電流源的C

30、MOS跨導(dǎo)器M1M6M7M2ui1ui2io-ESEDM3M4M5M8M9M12M13M10M11M14M15M17M19M16M18M21M23M20M22M29M31M28M30M25M27M24M264. 主要性能 采用3mCMOS工藝制作的圖5.18所示跨導(dǎo)運(yùn)算放大器的集成器件樣品，其輸入級(jí)源耦對(duì)及交叉耦合級(jí)MOS晶體管的設(shè)計(jì)尺寸分別為：M1、M2、M5、M6、M7的W/L=10m5m；M3、M4的W/L=20m5m。當(dāng)電源電壓選用5 V，UB=-2.5 V，UC=1.75 V。實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)為：| uid|2.5 V輸人電壓范圍內(nèi)，傳輸特性的非線性誤差不高于1.0；輸出端短路時(shí)，-3dB帶

31、寬為15 MHz。該電路的優(yōu)點(diǎn)是具有較強(qiáng)的共模信號(hào)抑制能力，不需要加入共模負(fù)反饋電路，也不要求精確的平衡差動(dòng)輸入信號(hào)。5.4.4 CMOS對(duì)管交叉耦合跨導(dǎo)器1. CMOS對(duì)管交又耦合原理CMOS對(duì)管交叉耦合電路是針對(duì)5.4.2小節(jié)所述輔助電壓源交叉耦合電路的一種改進(jìn)電路，其改進(jìn)之處是： 將N溝道差分對(duì)晶體管M1、M2用CMOS對(duì)管代替； 將N溝道MOS管組成的輔助電壓源用CMOS對(duì)管代替。改進(jìn)取得的效果是： 輔助電壓源的電壓值保持為常數(shù)，不受輸入差分對(duì)電流變化量的影響； 差動(dòng)輸入級(jí)的傳輸特性可在大范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)理想線性關(guān)系。圖5.19(a)所示是由CMOS對(duì)管M1與M3、M2與M4組成的交叉耦合差

32、動(dòng)式放大級(jí)的工作原理圖。兩個(gè)輔助電壓源Ux+UGS(th)eq交叉連接于兩個(gè)CMOS對(duì)管的柵極之間，使它們與M1M4晶體管的漏-源電路隔離，處于懸空狀態(tài)。根據(jù)MOS晶體管在飽和區(qū)的電流方程，當(dāng)漏極流過(guò)偏置電流iD時(shí)，其柵-源偏置電壓根據(jù)式（5.28）應(yīng)為 圖5.19 CMOS對(duì)管交叉耦合電路(a) 交又藕合電路(b) CMOS對(duì)管M1M3M1M2M3M4+-uGSeqiD1iD2iD1Ux+UGS(th)equi1ui2 （5.79） 對(duì)于圖5.19 (b)所示CMOS對(duì)管，當(dāng)流過(guò)偏置電流iD1時(shí)，其等效柵-源偏置電壓表達(dá)式應(yīng)為 （5.80）由式(5.80)可得CMOS對(duì)管的等效參數(shù)如下 （5

33、.81） （5.82）當(dāng)輸入端有差模電壓信號(hào)作用時(shí)，設(shè)M1與M3、M2與M4兩個(gè)CMOS對(duì)管的柵-源等效電壓分別為uGSleq和uGS2eq，并設(shè)兩個(gè)對(duì)管的UGS(th)eq和Keq分別對(duì)應(yīng)相等，則兩個(gè)CMOS對(duì)管的電流分別為 （5.83） （5.84）取iD1與iD2之差為輸出電流io，則io表達(dá)式為 （5.85）由圖5.19 (a)所示電路可得下列關(guān)系式 （5.86） （5.87）將式(5.86)和式(5.87)代入式(5.85)得到 （5.88）式(5.88)與式(5.52)的結(jié)果完全相同，它表明只要輔助電壓源Ux維持常數(shù)，則圖5.19(a)所示電路的傳輸特性為理想線性。前面已經(jīng)指出，該

34、電路的輔助電壓源分別接于M1與M4、M2與M3的柵極之間，與漏-源電路隔離，不受iD1、iD2中變化量的影響，因此輔助電壓源應(yīng)該能維持為常數(shù)。M6M5+-Ux+UGS(th)eqIB圖5.20 實(shí)現(xiàn)輔助電壓源的CMOS對(duì)管圖5.19 (a)中兩個(gè)懸空的輔助電壓源亦可用CMOS對(duì)管實(shí)現(xiàn)，如圖5.20所示。圖中IB為偏置電流，P溝道MOS管M6作二極管連接。根據(jù)式(5.80)可寫(xiě)出CMOS對(duì)管輔助電壓源的表達(dá)式如下 （5.89） （5.90）可見(jiàn)，通過(guò)改變IB可以調(diào)節(jié)Ux值，這里Keq同樣由式(5.82)中的關(guān)系決定，因此輔助電壓源不受iD1、iD2中變化量的影響，維持為常數(shù)。2. CMOS對(duì)管交

35、又耦合跨導(dǎo)放大器將CMOS對(duì)管組成的輔助電壓源作為圖5.19(a)所示電路Ux+UGS(th)eq，并用電流傳輸比為1的電流鏡將雙端輸出轉(zhuǎn)換為單端輸出電流，則可得圖5.21所示CMOS對(duì)管交叉耦合跨導(dǎo)放大器。圖中，M1與M3、M2與M4是差動(dòng)輸入CMOS對(duì)管，M5與M6、M7與M8是輔助電壓源的CMOS對(duì)管。圖5.21所示電路的差動(dòng)電流經(jīng)上部和下部?jī)蓚€(gè)電流鏡傳輸，可提供兩個(gè)互補(bǔ)的單端輸出電流，或稱作雙端全平衡式輸出，即M1M2M3M4M5M6M7M8IBIBui1ui2io1iD1iD2EDED-ES-ES1:1電流鏡1:1電流鏡ININOUTOUT圖5.21 CMOS對(duì)管交叉耦合跨導(dǎo)放大器i

36、o2 （5.91） （5.92）設(shè)電路中同極性晶體管具有相同W/L值及參數(shù)，當(dāng)有差模輸入電壓信號(hào)作用時(shí)，可寫(xiě)出下列方程式 （5.93）其中 （5.94） （5.95）由式(5.93)一式(5.95)可得 （5.96）在差模電壓作用下，對(duì)左側(cè)電路有 （5.97）同理，對(duì)右側(cè)電路有 （5.98）利用式(5.90)，輸出電流io1、io2分別為 （5.99） （5.100）電路的跨導(dǎo)增益為 （5.101）根據(jù)上述分析結(jié)果，可得出以下幾點(diǎn)結(jié)論。 iDl或iD2變化至零時(shí)，對(duì)應(yīng)于最大允許差模輸入電壓，或稱最大線性范圍，由式(5.97)及式(5.98)可得此電壓范圍為 （5.102） 將式(5.102)代

37、入式(5.99)及式(5.100)，可得輸出電流的最大線性范圍是 （5.103） 當(dāng)輸入電壓ui1= ui2=0時(shí)，M1與M3、M2與M4CMOS對(duì)管的靜態(tài)柵-源偏置電壓分別等于M8與M7、M6與M5CMOS對(duì)管的柵-源偏壓，因此，iD1、iD2的靜態(tài)值均為IB。本電路的總靜態(tài)電流為4IB，輸出電流最大值為總靜態(tài)電流的100。 如果取內(nèi)部四個(gè)MOS晶體管(M5M8)的W/L值小于外部四個(gè)管(M1M4)的W/L值，則輸出電流的最大值可以超過(guò)4IB。M1M3M2M4M5M6M7M8ED-ESui1ui2IBM9M10M11M12M13M141243圖5.23 CMOS對(duì)管交叉耦合跨導(dǎo)運(yùn)算放大器圖5

38、.22所示為CMOS對(duì)管交叉耦合差動(dòng)跨導(dǎo)放大器的直流傳輸特性曲線。從圖中所示傳輸特性可看出，在線性范圍(io4IB)內(nèi)，具有理想線性關(guān)系；當(dāng)輸入電壓超過(guò)線性范圍使電路一側(cè)電流為零時(shí)，輸出電流并未突然飽和，而是平滑地進(jìn)入平方關(guān)系曲線。uidUx-UxIB-IB4IB-4IBiD2iD1io1io圖5.22 直流傳輸特性曲線03. CMOS對(duì)管交又耦合跨導(dǎo)運(yùn)算放大器 采用5mN阱CMOS工藝，制作出具有CMOS對(duì)管交叉耦合輸入級(jí)的跨導(dǎo)運(yùn)算放大器集成樣品，其電路如圖5.23所示。圖中，M1M8組成CMOS對(duì)管交叉耦合跨導(dǎo)輸入級(jí)(與圖5.21中的M1M8比較，CMOS對(duì)管中的P溝道管與N溝道管相互間交

39、換了位置，工作原理完全相同)；M9M14組成級(jí)聯(lián)電流鏡，將外加偏置電流IB送入輔助電壓源，改變IB可以調(diào)節(jié)跨導(dǎo)Gm值。圖中端點(diǎn)1、2、3、4均為輸出端，如果要求提供兩個(gè)互補(bǔ)的單端輸出電流，則需在1與2、3與4之間加入電流鏡實(shí)現(xiàn)電流相減；如果只要求提供一個(gè)推挽式單端輸出電流，則可將1與2兩端點(diǎn)接正電源ED，或?qū)?與4兩端點(diǎn)接負(fù)電源-ES，未接電源的兩端加入電流鏡。圖5.23所示電路MOS晶體管的設(shè)計(jì)尺寸均為W/L=110m/0m。在電源電壓為5V，IB=100A條件下，對(duì)集成樣品性能的實(shí)測(cè)結(jié)果為：輸出電流的最大線性范圍是-400A+400A，輸入差模電壓的最大線性范圍是-1.2V+1.2V。5.

40、4.5 MOS管線性組合單元的CMOS跨導(dǎo)器1. MOS管線性組合單元雖然單個(gè)MOS管的iDuGS特性是非線性函數(shù)，但是為了設(shè)計(jì)具有線性關(guān)系的各種信號(hào)處理電路，可以利用多個(gè)MOS管構(gòu)成線性組合單元。圖5.24(a)所示為一種二管組合的線性單元，圖中M1與M2有相同的K及UGS(th)值，柵源電壓UA與UB之和保持為常數(shù)UC，即 UC=UA+UB= uGS1+uGS2 （5.104）根據(jù)飽和區(qū)的平方律特性方程式，可寫(xiě)出 （5. 105） （5. 106）由式(5.104)式(5. 106)可解出兩管的電流之差為 （5. 107）式(5. 107)結(jié)果表明，在UC是常數(shù)的條件下，二管電流之差與(U

41、B- UA)成線性關(guān)系，由于 UB- UA =2UB-UC= UC-2UA （5.108）M1M2M1M2M3i1i1i2i2UAUB+-+-圖5.24 MOS管線性組合單元(a) 二管單元(b) 三管單元UCUBuiUC因此，在UC保持常數(shù)條件下，二管電流之差同樣與UB或UA成線性關(guān)系。 利用圖5.24 (a)所示的二管單元，可以構(gòu)成三管線性UI變換器單元，如圖(b)所示，圖中M1、M2組成上述二管單元，新增加的M3與M2參數(shù)相等，M3電流由ui (M3的柵源電壓)調(diào)節(jié)，M3與M2串聯(lián)，其柵源電壓相等，即UB=ui由式(5. 107)和式(5. 108)可得到 （5. 109）上式表明，M1

42、與M2二管電流之差與ui成線性關(guān)系，因此，圖(b)是一種線性UI變換單元。為使MOS管開(kāi)啟并工作在飽和區(qū)，ui與UC的數(shù)值應(yīng)分別滿足 （5. 110） （5. 111）2. 基于線性組合單元的跨導(dǎo)器結(jié)構(gòu)圖5.24 (b)雖然實(shí)現(xiàn)了線性UI變換，但尚不能作為跨導(dǎo)器，因?yàn)槠漭斎胄盘?hào)不能浮地，信號(hào)的直流電平會(huì)直接影響電路的偏置。一般跨導(dǎo)器的結(jié)構(gòu)應(yīng)滿足下列基本要求：對(duì)單浮地輸入信號(hào)作正常放大；對(duì)雙共地輸入信號(hào)作差動(dòng)放大，且具有共模抑制能力；雙端輸入、單端輸出；獨(dú)立偏置且不受信號(hào)大小的影響。采用圖5.24 (b)所示三管線性單元，設(shè)計(jì)一種新的跨導(dǎo)器，其基本結(jié)構(gòu)如圖5.25(a)所示。該結(jié)構(gòu)的主要特征是：

43、Ml、M2、M3與M4、M5、M6分別組成三管線性組合UI變換單元，形成左右對(duì)稱結(jié)構(gòu)；M1、M2與M4、M5的輸出電流先作交叉疊加，后取差值輸出；M3、M6組成基本源耦差分對(duì)，并用恒定尾電流偏置，提高共模抑制能力。 圖5.25 基于線性組合單元的跨導(dǎo)器結(jié)構(gòu)(a) 基本結(jié)構(gòu)M1M2M4M5M3i1i4i2i52I+-ESuidUCM6iAiB-ES(b) 改進(jìn)結(jié)構(gòu)UC1M1M2M4M5M3i1i4i2i52I+-ESuidUC2M6iAiB-ESM7M8首先分析圖5.25 (a)所示電路的電流一電壓傳輸特性。該電路中六個(gè)MOS管均有相同的K、UGS(th)參數(shù)值，由電路可寫(xiě)出下列方程式 iA=

44、i2+ i4 （5. 112） iB= i1+ i5 （5. 113）取iA與iB之差作輸出電流io，即 io= iA- iB=（i2- i1）-（i5 - i4） （5.114）由于差模輸入電壓uid對(duì)M3、M6形成大小相等、極性相反的柵-源信號(hào)電壓，即 uGS3=- uGS6= uid/2 （5. 115）由式(5.109)及式(5.112)式(5.115)可求得io，需注意式(5.109)中的UC實(shí)際上是M2的柵極電位與Ml的源極電位之差，所以在這里應(yīng)該用UC-(-ES)= UC+ES來(lái)代替；ui是M3或M6的柵-源信號(hào)電壓，應(yīng)該用uid/2或-uid/2來(lái)代替，即 io= iA- iB

45、=2K(UC+ES-2 UGS(th) uid （5. 116）式（5. 116）也可表示為io= iA- iB=Gmuid （5. 117） 式中，Gm為跨導(dǎo)增益，其表達(dá)式為 Gm=2K(UC+ES-2 UGS(th) （5. 118）以上分析結(jié)果表明，輸出電流與差模輸入電壓成線性關(guān)系，增益Gm可由UC加以調(diào)節(jié)。式(5. 116)線性關(guān)系的適用范圍為 （5. 119）由式(5. 118)可看出，對(duì)圖5.25 (a)所示電路Gm的可控范圍由UC-(-ES)= UC+ES差值電壓決定。這里-ES是電路的公用負(fù)電源，當(dāng)它的輸出電流變化時(shí)，輸出電壓值難免有所波動(dòng)，將直接影響Gm值的調(diào)節(jié)精度。為了提高

46、Gm值的精度，設(shè)法將決定Gm的差值電壓與負(fù)電源脫離，構(gòu)成如圖5.25 (b)所示的改進(jìn)結(jié)構(gòu)。在圖5.25 (b)所示電路中，增加了P溝道MOS管M7、M8及可控電壓UC2。M1與M7、M4與M8分別構(gòu)成CMOS對(duì)管，M2或M5與其相對(duì)應(yīng)的CMOS對(duì)管M1/M7，M4/M8的等效柵-源電壓由UC1與UC2之差決定，于是，式(5.118)中-ES可由UC2取代。由于UC2僅與M7、M8的柵極相連，不提供電流，穩(wěn)定性好，提高了Gm的壓控調(diào)節(jié)精度。對(duì)圖5.25 (b)所示電路，電流-電壓傳輸特性的分析結(jié)果為 （5. 120）式中，Keq和UGS(th)eq為CMOS對(duì)管M1/M7，M4/M8的等效參數(shù)

47、，其中 （5.121） （5.122） 在實(shí)際集成工藝中，可以設(shè)法使得MOS管的跨導(dǎo)參數(shù)滿足KpKn，因此，有KeqKn =K，式(5.120)可簡(jiǎn)化為 （5. 123） （5. 124）可以看出，式(5.123)和式(5.124)仍然保持線性關(guān)系，而且增加了一個(gè)控制電壓UC2。 3. CMOS跨導(dǎo)運(yùn)算放大器以圖5.25 (b)所示改進(jìn)結(jié)構(gòu)作主體部分，增加必要的輔助環(huán)節(jié)，可構(gòu)成基于線性組合單元的CMOS高線性度壓控跨導(dǎo)運(yùn)算放大器的完整電路，如圖5.26所示。在圖5.26電路中，M1M8為圖5.25 (b)所示改進(jìn)結(jié)構(gòu)；M9M18組成三個(gè)電流鏡，變雙端輸出為單端輸出；M19、M20組成基本電流鏡

48、，傳送偏置尾電流；M21M24組成電壓偏置電路，所有晶體管的襯底與源極連接，利用UC2作增益控制電壓。MOS晶體管溝道寬長(zhǎng)尺寸的設(shè)計(jì)值在表5.3中給出。表5.3 圖5.26所示電路MOS管幾何尺寸MOS管W/L(,m/m)MOS管W/L(,m/m)M 6，M36/24M19，M2028/10M 1，M423/6M 2168/6M 2，M521/21M 2230/6M 7，M846/6M 236/6M 9，M10， M 11，M12， M 13，M14320/6M 246/12M 15，M16 ，M 17，M1820/10圖5.26 基于線性組合單元的CMOS壓控跨導(dǎo)運(yùn)算放大器UC1M1M2M4

49、M5M3i1i4i2i52I+-ESuidUC2M6iAiBEDM7M8M11M10M9M14M13M12M15M16M18M17M19M20M24M23M22M21io在5 V電源電壓條件下，對(duì)圖5.26所示CMOS跨導(dǎo)運(yùn)算放大器進(jìn)行SPICE模擬，得到其主要性能的計(jì)算機(jī)模擬結(jié)果如下。 非線性誤差不大于1條件下的最大允許差模輸入電壓為4Vui4 V，且改變跨導(dǎo)值對(duì)允許輸入電壓范圍無(wú)大影響。 跨導(dǎo)增益可調(diào)范圍：14.6S53.9S。 -3 dB帶寬12.5 MHz，且改變跨導(dǎo)值對(duì)帶寬無(wú)大影響。 共模抑制比：當(dāng)共模輸入電壓從-1V-3V變化時(shí)，K-CMR為74dB101dB；當(dāng)從1V3V變化時(shí)，

50、K+CM為107dB120dB。 靜態(tài)功耗隨UC2改變，變化范圍：1.45mW一5.53mW。5.5 OTA電路的應(yīng)用原理集成OTA和電壓型運(yùn)算放大器相似，都是通用性很強(qiáng)的標(biāo)準(zhǔn)部件，接少數(shù)外部元件后，即可呈現(xiàn)形形色色的信號(hào)處理功能。而且由于OTA自身的性能特點(diǎn)，還能夠提供電壓型運(yùn)放不易獲得的電路功能。例如，OTA的輸出量是電流，這一基本特性使它特別適合于構(gòu)成加法器、積分器、回轉(zhuǎn)器、濾波器等。因?yàn)樵谶@些應(yīng)用中，用電流量進(jìn)行必要的信號(hào)處理比用電壓量簡(jiǎn)便得多。同時(shí)，OTA的跨導(dǎo)增益與偏置電流成線性關(guān)系，若將一個(gè)控制電壓變換為偏置電流，則可以構(gòu)成各種壓控電路，如增益可控放大器、壓控振蕩器、壓控濾波器等

51、。OTA的應(yīng)用十分廣泛，下面舉出部分例子，說(shuō)明其應(yīng)用原理。在討論OTA應(yīng)用電路的原理時(shí)，設(shè)OTA為理想器件，用圖5. 2所示的理想模型進(jìn)行分析，對(duì)一些非理想?yún)?shù)的影響，讀者可自行學(xué)習(xí)有關(guān)的參考文獻(xiàn)。5.5.1 增益可控電壓放大器用OTA構(gòu)成的反相及同相電壓放大器分別如圖5.27(a)和(b)所示，圖中RL是負(fù)載電阻。圖5. 27 增益可控電壓放大器IBuiuo-+GmioRLIBuiuo+-GmioRL（a） 反相電壓放大器（b） 同相電壓放大器因?yàn)镺TA的輸出電流為io=Gm(ui+- ui-)，所以圖5.27所示電壓放大器的輸出電壓為 (5. 125)對(duì)圖(a)所示的反相放大器，ui=ui

52、-，ui+=0，輸出電壓和電壓增益分別為 (5. 126) (5. 127)對(duì)圖(b)所示的同相放大器，ui= ui+，ui- =0，輸出電壓和電壓增益分別為 (5. 128) (5. 129)上式表明，電壓增益與Gm值成正比，調(diào)節(jié)OTA的偏置電流IB可控制電壓增益。此外，同相放大器與反相放大器的增益絕對(duì)值相等，僅“+”、“-”號(hào)不同，因此若在OTA的兩個(gè)輸入端輸入兩個(gè)電壓信號(hào)，可以方便地實(shí)現(xiàn)差動(dòng)電壓放大。圖5.27所示OTA電壓放大器的缺點(diǎn)是：輸出電壓和電壓增益都隨負(fù)載電阻的變化而改變，說(shuō)明其輸出電阻很高。如果在OTA電壓放大級(jí)的后面串接一個(gè)由電壓型運(yùn)算放大器構(gòu)成的輸出緩沖級(jí)，就能克服電壓增

53、益隨負(fù)載而變的缺點(diǎn)。圖5. 28 帶輸出緩沖級(jí)的OTA反相放大器（a） VOA組成電壓跟隨器RIBuiuo-+GmioRL+-A（b） VOA作電流一電壓變換器IBuiuo+-GmioRRL-+A圖5.28(a)和(b)所示為帶輸出緩沖級(jí)的OTA反相放大器的兩種結(jié)構(gòu)。這里，輸出緩沖級(jí)都用常規(guī)電壓運(yùn)算放大器VOA實(shí)現(xiàn)。在圖(a)中，運(yùn)算放大器(圖中的符號(hào)A)組成電壓跟隨器，而在圖(b)電路中，運(yùn)算放大器與電阻R組成電流一電壓變換器，兩種電路的輸出電壓和電壓增益分別對(duì)應(yīng)相等，它們是 (5. 130) (5. 131)輸出電壓及電壓增益均不隨負(fù)載電阻RL而變化，輸出電阻接近于零。圖5.28所示電路也

54、可以稱作是電壓放大器的OTARVOA結(jié)構(gòu)，它與傳統(tǒng)的VOAR結(jié)構(gòu)的閉環(huán)電壓放大器相比，除了具有電壓增益連續(xù)可調(diào)的優(yōu)點(diǎn)之外，還具有較寬的頻帶，其原因可解釋如下：設(shè)電壓運(yùn)算放大器VOA的增益帶寬積(即0dB帶寬)為GB，在圖5.28 (a)和(b)兩種電路中，VOA都工作在閉環(huán)單位增益情況，其閉環(huán)帶寬都是GB。一般情況下，OTA的帶寬遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于VOA，因此上述兩種電壓放大器的帶寬由電壓緩沖級(jí)決定，都可以達(dá)到GB，而且與電壓增益值GmR無(wú)關(guān)，即增益和帶寬彼此獨(dú)立。對(duì)于傳統(tǒng)的VOAR結(jié)構(gòu)電壓放大器，其帶寬只能是GBAu，這里的Au是閉環(huán)電壓增益，帶寬隨著Au的提高而成比例下降，因?yàn)檫@種結(jié)構(gòu)的電壓放大器的

55、增益帶寬積為常數(shù)。5.5.2 有源網(wǎng)絡(luò)元件的模擬1. 模擬電阻在集成電路中，常用有源器件實(shí)現(xiàn)的模擬電阻代替無(wú)源電阻，既可以節(jié)省芯片面積，又可以改善電路性能。用OTA可以方便地設(shè)計(jì)一端接地或兩端都浮地的模擬電阻，其優(yōu)點(diǎn)是模擬電阻值連續(xù)可調(diào)，高頻性能好。（1）一端接地的模擬電阻用OTA實(shí)現(xiàn)的一端接地的模擬電阻如圖5.29所示。設(shè)OTA為理想器件，流入兩個(gè)輸入端的電流為零，則有圖5. 29 接地的模擬電阻IBui-+GmiiRi ioii = - io (5. 132) (5. 133)從反相輸入端視入的輸入阻抗為 (5. 134)式(5. 134)表明，輸入電阻為一端接地的模擬電阻。調(diào)節(jié)OTA的偏

56、置電流IB，模擬電阻值將得到調(diào)節(jié)。（2）浮地模擬電阻 利用兩個(gè)OTA可以構(gòu)成浮地模擬電阻，即兩端都可以不接地的電阻，其電路如圖5.30所示。圖5. 30 浮地模擬電阻ui1ii1Ri io1Gm1Gm2+-io2ii2ui2設(shè)兩個(gè)OTA的跨導(dǎo)增益相等，即Gml= Gm2=Gm，且忽略O(shè)TA的輸入電流，對(duì)圖5.30所示電路可寫(xiě)出關(guān)系式ii1= - io1= Gm（ui1- ui2） (5. 135)ii2= io2= Gm（ui1- ui2）= ii1 (5. 136)從兩個(gè)輸入端之間視入的輸入阻抗為 (5. 137)式(5.137)表明，Ri是一個(gè)浮地電阻，其模擬電阻值可以經(jīng)過(guò)同步調(diào)節(jié)Gm1、

57、Gm2的值實(shí)現(xiàn)。但是，需要指出，該電路要求Gm1與Gm2精確匹配，即滿足條件Gml=Gm2= Gm。但如果GmlGm2，則除了在兩輸入節(jié)點(diǎn)之間存在模擬電阻之外，在輸入端的下節(jié)點(diǎn)處存在一個(gè)單獨(dú)驅(qū)動(dòng)的壓控電流源，該壓控電流源電流的大小將正比于Gm1與Gm2之差，即（Gm2- Gm1）（ui1- ui2）。2回轉(zhuǎn)器回轉(zhuǎn)器的基本性能是實(shí)現(xiàn)阻抗倒置，即從其一端視入的阻抗等于另一端所接阻抗的倒數(shù)乘以常數(shù)。利用回轉(zhuǎn)器的阻抗倒置作用，可以借助電容來(lái)實(shí)現(xiàn)模擬電感，這在集成電路的設(shè)計(jì)中很有實(shí)用價(jià)值。OTA的電壓電流變換作用使其非常適宜構(gòu)成回轉(zhuǎn)器，要比使用常規(guī)電壓型運(yùn)算放大器構(gòu)成回轉(zhuǎn)器簡(jiǎn)便得多。 將兩個(gè)OTA的輸入

58、端(其中一個(gè)OTA用同相輸入端，另一個(gè)用反相輸入端)與它們的輸出端交叉相接，便可構(gòu)成一個(gè)接地回轉(zhuǎn)器，如圖5.31所示，圖中ZL是輸出端外接負(fù)載阻抗。對(duì)圖5.31所示電路，有下列關(guān)系式成立io1= Gm1ui (5. 138)+uo-圖5. 31 回轉(zhuǎn)器IB2iiIB1ui+-Gm1io1ZLGm2+-Ziio2uo= io1ZL (5. 139)io2= - Gm2 uo (5. 140)ii = - io2 (5. 141)由式(5. 138)式(5. 141)可求得該電路的輸入阻抗為 (5. 142)若保持兩個(gè)OTA精確匹配，使Gml=Gm2= Gm，則有 (5. 143)式(5. 143

59、)表明，從輸入端視入的阻抗等于輸出端所接阻抗的倒數(shù)乘以變換系數(shù)。如果在輸出端接入一個(gè)電容，則在輸入端可獲得一個(gè)接地模擬電感，同步調(diào)節(jié)兩個(gè)OTA的Gm值，該模擬電感量連續(xù)可調(diào)，其工作頻率也較高。3模擬可變電容電容可以用集成工藝制作，但是集成可變電容仍然比較麻煩。目前普遍采用開(kāi)關(guān)電容陣列方法，雖然具有控制容易、使用方便的優(yōu)點(diǎn)，但所需元件數(shù)目多，電容值仍難實(shí)現(xiàn)連續(xù)調(diào)節(jié)。利用OTA回轉(zhuǎn)器的阻抗倒置作用和阻抗可調(diào)節(jié)特性，對(duì)一個(gè)已知電容進(jìn)行兩次回轉(zhuǎn)，則可以實(shí)現(xiàn)電容值的連續(xù)調(diào)節(jié)。圖5.32所示為一種接地模擬電容器，它由四個(gè)OTA組成兩個(gè)接地回轉(zhuǎn)器，對(duì)負(fù)載電容CL作兩次倒置變換，或稱兩次回轉(zhuǎn)。由于圖5.32中

60、的Gml與Gm2、Gm3與Gm4分別組成接地回轉(zhuǎn)器，所以根據(jù)式(5. 142)，可求出節(jié)點(diǎn)B、A到公共端之間的復(fù)頻域輸入阻抗表達(dá)式分別為圖5. 32 接地模擬電容器器ZiIB2-+Gm2uiIB1-+Gm1IB4-+Gm4CLiiIB3-+Gm3io1io2io3io4ABZi (5. 144) (5. 145)式(5. 145)表明，經(jīng)過(guò)兩次回轉(zhuǎn)，從A點(diǎn)視人的輸入阻抗仍為電容性阻抗，等效電容值為 (5. 146)通過(guò)改變OTA的偏置電流，可以改變Gml Gm4的數(shù)值，進(jìn)而使等效電容值得到連續(xù)調(diào)節(jié)。當(dāng)GmlGm2Gm3Gm4時(shí)， 值比CL值增大，實(shí)現(xiàn)電容值提升。因?yàn)槊總€(gè)OTA的Gm有23個(gè)數(shù)量