fbmc調(diào)制FBMC信道估計(jì)與均衡技術(shù)研究

FBMC)技術(shù)受到了廣泛的關(guān)注。相比正交頻分復(fù)用技術(shù)(OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing,OFDM)，它采用了具有良好時(shí)頻局部化特性(TimeFrequencyLocalization,OFDM比，F(xiàn)BMC系統(tǒng)的信道估計(jì)與信道均衡技術(shù)更加復(fù)雜?；谝陨显?，對(duì)FBMC系統(tǒng)的信道估計(jì)與信道均衡技術(shù)進(jìn)行了深入研究。消法為代表的干擾消除法、以干擾近似法(InterferenceApproximationMethod,IAM)為代表的干擾利用法和以成對(duì)導(dǎo)頻(PairofPilots,POP)法為代表的干擾規(guī)避法。其中，IAM方法均存在性能瓶頸。時(shí)域信道估計(jì)方面，著重研究了線性最小均方誤差(LinearMinimumMeanSquareError,LMMSE)時(shí)域估計(jì)和最小二乘(WeightedLeastSquare,FBMC的信道均衡技術(shù)，包括迫零(ZeroForcingZF)法、最小均方誤差(MinimumMeanSquareError,MMSE)法和干擾消除均衡(EqualizationwithInterferenceCancellation,EIC)算法。其中，ZFMMSEEIC算法通過對(duì)：濾波器組多載波；信道估計(jì)；信道均衡；MMSE-Asoneofthepromisingcandidatesfor5G’snewwaveformtechnology,FilterBankMulticarrierhasbeenpaidmuchattention.ComparedwithOrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing,itusesanewtypeoffilterwithgoodtimeandfrequencylocalization,whichcanresistinterferencewellwithoutcyclicprefixandmeanwhileobtainahigherspectralefficiencyandlowerout-ofbandradiation.However,alloftheseadvantagesareattheexpenseofrelaxingtheorthogonalconditionsofsubcarriers,andthisnon-orthogonalitybringsforFBMCsystemtheinherentinterferencethatcan’tbeeliminated,sothatthechannelestimationandchannelequalizationmethodsinFBMCsystemaremorecomplicatedthanmethodsinOFDMsystem.Basedontheabovereasons,thisdissertationresearchesthechannelestimationandchannelequalizationtechniquesofFBMCsystem.ly,thethesisstudieschannelestimationtechniquesoftheFBMCsystem.Intheaspectofchannelestimationinthefrequency,thethesismainlyfocusesonthezero-settingmethodandinterferencecancellationmethodintheinterferenceeliminationmethod,InterferenceApproximationMethodintheinterferenceusingmethodandPairsofPilotsintheinterferenceavoidancemethod.Amongthethreemethods,IAMhasthebestestimationperformancewhilethePOPmethodgainstheworst,andduetotheapproximateequalityofthechannel,thesethreeestimationmethodsallhaveerrorfloor.Inviewofchannelestimationinthetime,theLinearMinimumMeanSquareErrormethodandWeightedLeastSquaremethodareresearchedprimarily.Simulationrevealsthatchannelestimationmethodsinthetimehavebetterresultthanmethodsinthefrequencybecausetheformerhavenoadditionallimittothechannel.Secondly,thedissertationstudieschannelequalizationtechniquesoftheFBMCsystem,includingZeroForcingmethod,MinimumMeanSquareErrormethodandEqualizationwithInterferenceCancellationmethod.BoththeZFandMMSEmethodshaveperformanceplatforms,whileEICmethodhasabetterperformancethantraditionalequalizationalgorithmsbyeliminatingtheinherentinterferenceoftheFBMCsystem.ThisthesisproposesanimprovedalgorithmcalledMMSE-EIC,whichcanfurtherimprovetheperformanceofthesystem.Thesimulationresultsdemonstratethatthedevelopedequalizerhasabettereffect,andtheperformancecanbefurtheroptimizedbydifferentKeywords:FBMC;ChannelEstimation;ChannelEqualization;MMSE-第1章緒 研究背景及意 國(guó)內(nèi)外研究現(xiàn) 研究?jī)?nèi)容與章節(jié)安 主要研究?jī)?nèi) 章節(jié)安 第2章FBMC系統(tǒng)原 引 FBMC系統(tǒng)基本理 FBMC系統(tǒng)原型濾波 原型濾波器設(shè) 時(shí)頻聚焦特性評(píng)價(jià)標(biāo) 常見原型濾波器及其TFL性能分 FBMC系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)方 FBMC系統(tǒng)與OFDM系統(tǒng)性能比 本章小 第3章FBMC信道估計(jì)技 引 無線信道特性與模 無線信道基本特 無線信道模 FBMC系統(tǒng)信道估計(jì)方 傳統(tǒng)OFDM信道估計(jì)方 FBMC信道估計(jì)原 基于塊狀導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)的頻域信道估 干擾消除 干擾近似法 成對(duì)導(dǎo)頻法 仿真結(jié)果與分 時(shí)域估計(jì)方 時(shí)域估計(jì)基本原 仿真結(jié)果與分 本章小 第4章FBMC信道均衡技 引 FBMC系統(tǒng)信道均衡模 經(jīng)典線性均衡算 ZF均 MMSE均 性能仿真與分 基本原 仿真結(jié)果與分 MMSE-EIC均衡算 MMSE-EIC基本原 仿真結(jié)果與分 本章小 參考文 攻讀期間的和取得的科研成 120104GLTE-Advanced的確立，標(biāo)志著全球進(jìn)入了一個(gè)新的通信時(shí)代。到目前為止，4G已經(jīng)代替2G逐漸實(shí)現(xiàn)網(wǎng)絡(luò)大面積覆蓋。隨著互聯(lián)網(wǎng)的迅猛發(fā)展，用戶IMT-20205GMETIS項(xiàng)目[2]5GNOW項(xiàng)目[3]、韓國(guó)的100Mbps以上、峰值數(shù)據(jù)速率景的業(yè)務(wù)需求，5G4G的新技術(shù)的創(chuàng)新[6-7]，如新的多址技術(shù)、大規(guī)模MIMO技術(shù)、新波形技術(shù)等。系統(tǒng)設(shè)計(jì)中的重要問題。正交頻分復(fù)用(OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing,OFDM)的多載波調(diào)制技術(shù)雖然在4G中得到了廣泛使用，但其本身存在帶外高、頻究開始尋求其他多載波實(shí)現(xiàn)方案。目前主要新波形候選技術(shù)包括：加窗正交頻分復(fù)用(CyclicPrefix-OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexingwithWeightedOverlapandAdd,CP-OFDMwithWOLA)技術(shù)、濾波的正交頻分復(fù)用(FilteredOrthogonalFrequencyDivisionMultiplexingF-OFDM技術(shù)、通用濾波多載波(UniversalFilteredMulticarrier,UFMC)(FilterBankMulticarrier-OffsetQuadratureAmplitudeModulation,FBMC-OQAM)技術(shù)和濾波器組的正交頻分復(fù)用(FilterBankOrthogonalFrequencyDivisionMultiplexingFB-OFDM)技術(shù)等[8-11]。這些技術(shù)都引入了濾波機(jī)制來減小子帶或者子載波的頻譜，其中基于濾波器組的多載波技術(shù)FBMC被認(rèn)為是5G新波形技術(shù)的強(qiáng)力競(jìng)選方案之一。FBMC是一種基于子載波濾波的多載波技術(shù)，它通過給每個(gè)子載波引入時(shí)頻聚焦特性良好的原型濾波器來代替?zhèn)鹘y(tǒng)OFDMOFDM比，F(xiàn)BMC的頻譜旁瓣sinc函數(shù)，從而大大減小了帶外輻射；且由于使用時(shí)頻聚焦特性良好的原型濾波器，F(xiàn)BMC能同時(shí)抗子載波間干擾(Inter-CarrierInterference,ICI)與符號(hào)間干擾(Inter-SymbolInterference,ISI)OFDMISI有較好的抵抗能力；FBMC不使用循OFDM；與此同時(shí)，F(xiàn)BMC系統(tǒng)可以通過設(shè)計(jì)不同的原型需同步，因此比較適合在各用戶之間嚴(yán)格同步難以實(shí)現(xiàn)的上行鏈路中使用。由于FBMCFBMC系統(tǒng)放棄了子載波間復(fù)數(shù)域的正交，給子載得FBMC中的信道估計(jì)與信道均衡技術(shù)變得復(fù)雜。這些問題均成為FBMC實(shí)用化的FBMCChang1966OFDM同時(shí)提出[12]。系統(tǒng)設(shè)計(jì)方面，[13]載波進(jìn)行擴(kuò)展，實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，但需要較多的FFT點(diǎn)數(shù)，計(jì)算量大；于是又引入了基于可以通過一個(gè)綜合濾波器組(SynthesisFilterBank,SFB)和分析濾波器組(ysisFilterBank,AFB)進(jìn)行簡(jiǎn)化，降低了復(fù)雜度。IOTA(IsotropicOrthogonal[17]Hermite濾波器。P.Siohan等人提出了擴(kuò)展高斯函數(shù)(ExtendGaussianFunction,EGF)，其可以通過改變參數(shù)因子來控制原型脈沖的時(shí)頻聚焦特性[18]，其IOTAEGF信道估計(jì)一般著力于探討優(yōu)良導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)的設(shè)計(jì)與精確的估計(jì)算法，研究方向總體可以分為兩類：基于塊狀的導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)估計(jì)與基于格狀的導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)估計(jì)。在基于格狀導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)的信道估計(jì)上，有文獻(xiàn)采取將導(dǎo)頻位置周圍的數(shù)據(jù)全部置0方來相載波的干擾，但是卻消耗了太多的資源2]，該方法也可用于塊狀導(dǎo)頻的結(jié)構(gòu)中。還有一種稱為輔助導(dǎo)頻(xiliryPilot,)的估計(jì)方法[2]其導(dǎo)選數(shù)據(jù)符號(hào)，設(shè)置該符號(hào)的值，使之正好等于周圍符號(hào)對(duì)導(dǎo)頻符號(hào)產(chǎn)生的總干擾，然后通過兩兩抵消來消除干擾。然而輔助導(dǎo)頻的功率有時(shí)候遠(yuǎn)大于其他數(shù)據(jù)符號(hào)的功率，導(dǎo)致系統(tǒng)難以實(shí)現(xiàn)；針對(duì)這種情況，產(chǎn)生了通過迭代近似計(jì)算干擾值并去除干擾的方法[2]，優(yōu)勢(shì)是不會(huì)損失任何一個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)，極大的節(jié)省了頻譜資源?；趬K狀導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)的信道估計(jì)方面，.Llé提出了成對(duì)導(dǎo)頻法2](Pairfilots)和干擾近似法[4](nterernerximationtM)。成對(duì)導(dǎo)頻法的思想是在發(fā)送端發(fā)送一對(duì)導(dǎo)頻，導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)一般是塊狀，且時(shí)域相鄰，然后接收端通過相關(guān)運(yùn)算來獲得該位置上的信道估計(jì)值，缺陷MC系統(tǒng)的固有干擾主要來自周圍格點(diǎn)這一基本結(jié)論，設(shè)立三列導(dǎo)頻，并將這些位置上的符號(hào)全部設(shè)為已知值，然后通過合理的排布，使包括導(dǎo)頻符號(hào)和干擾符號(hào)在內(nèi)的“偽導(dǎo)頻”能量最大化來降低噪聲的影響。根據(jù)導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)的不同，M還衍生了多個(gè)“變種”-R方法[60]-I方法[5]C方法[24-C方法[2526R0-IAMR的基礎(chǔ)上給中間RC-I的基礎(chǔ)上進(jìn)一步提升了偽導(dǎo)頻的功率；E.idisAMC13列導(dǎo)頻也合理安排成-IAM性能良好，但是由于一次導(dǎo)頻的需要占用3個(gè)符號(hào)，且快變信道下導(dǎo)頻非用M方消耗巨大的資源。針對(duì)這種情況，胡蘇等人減小了導(dǎo)頻的長(zhǎng)度，用兩列導(dǎo)頻完成信道估計(jì)，但與此同時(shí)產(chǎn)生的干擾需要通過迭代等加以消除[2][28]利用原型濾波器的良好時(shí)頻聚焦特性，提出了一種復(fù)合導(dǎo)頻對(duì)的方法來降低復(fù)雜度。文獻(xiàn)[29]設(shè)計(jì)了一種非線性離散導(dǎo)頻，提出了一種通過增加接收端導(dǎo)頻符號(hào)的接收功率來抵抗信道干擾的方法。文獻(xiàn)[0]估計(jì)性能將嚴(yán)重下降。文獻(xiàn)[31-33]采用了另式，從時(shí)域模型出發(fā)對(duì)FBMC的信IAM方法。文獻(xiàn)[31]提出了一種時(shí)域估計(jì)方法，該方法基于多重信號(hào)分類(MultipleSignalClassification,MUSIC)和最小二乘(LeastSquare,LS)算法對(duì)信道進(jìn)行估計(jì)。文獻(xiàn)[32]FBMC系統(tǒng)中的每一個(gè)子載波的信道沖激響應(yīng)進(jìn)行估計(jì)的之間的相關(guān)性，并基于不同的信道先驗(yàn)信息提出了兩種估計(jì)方案，分別是最小二乘WLS(WeightedLeastSquare)方案和線性最小均方誤差LMMSE(LinearMinimumMeanSquareError)，還給出了兩種方案的克拉美羅界，缺陷是并未涉及導(dǎo)頻的設(shè)計(jì)。(roorin,)將會(huì)產(chǎn)生性能平臺(tái)[34]。ikS35]給出了一種線性的最小均方誤差方法，即S(iimumMenero同均衡器抽頭個(gè)數(shù)下的均衡效果，得出可以用適當(dāng)長(zhǎng)度的該均衡器來補(bǔ)償信道頻率選擇性的結(jié)論，從而可以通過適當(dāng)減小子載波數(shù)量來有效抵抗系統(tǒng)頻偏和峰均比，增強(qiáng)對(duì)抗信道時(shí)變的魯棒性。他還引入了一種自適應(yīng)均衡器[3]，其基于最小均方(eteaar, )與P-M系統(tǒng)對(duì)比，發(fā)現(xiàn)高信噪比條件下其均于PM系統(tǒng)，但在低信噪比區(qū)域內(nèi)， 算法的初始值受到噪聲的嚴(yán)重干擾而使收斂性變差，導(dǎo)致兩者性能相近；且在其所處的信道環(huán)境中，均衡器抽頭數(shù)的增加并不會(huì)帶來明顯的系統(tǒng)性能提升。Haoi[3]提出了一種基于干擾消除的均衡算法(E,Equaliztionihntererneancllain)的F均衡之后利用解調(diào)數(shù)據(jù)重構(gòu)干擾項(xiàng)，再送到均衡器中進(jìn)行二次解調(diào)，以此來達(dá)到消除干擾的目的。文獻(xiàn)[38]提出基于E的子信道反饋均衡器(cisionFedbkEqualzation,，通過與線性均衡器(inearEquaize,E比體現(xiàn)出其優(yōu)越性，但缺陷是該均衡算法只能在靜態(tài)信道中有較能，且復(fù)雜度太高。文獻(xiàn)[39]于 算法的自適應(yīng)反饋均衡器，分別對(duì)比了定步長(zhǎng)與變步長(zhǎng) 算法，但效果并不理想。文獻(xiàn)[40]提出SML和ecML兩種檢測(cè)方法，它們均基于最大似然(mikelihod,M檢測(cè)。雖然兩種方法的性能相對(duì)線性均衡方法有明顯提升，但與最優(yōu)檢測(cè)比仍然有一定差距。Carlo[4]償MC的CI和S。載B信道下四種不同抽頭數(shù)的均衡性能，結(jié)果發(fā)且5償SI與CGata[4]指FBMC系統(tǒng)中，由于正交性僅存在于實(shí)數(shù)域，所以均衡之后的數(shù)據(jù)實(shí)部會(huì)被作為有1.3研究?jī)?nèi)容與章節(jié)安FBMC系統(tǒng)的信道估計(jì)和均衡技術(shù)進(jìn)行了深入研究，主要工作與創(chuàng)新內(nèi)研究了FBMC技術(shù)的基本原理。首先給出了FBMC系統(tǒng)傳輸?shù)臄?shù)學(xué)模型，速實(shí)現(xiàn)方法；最后對(duì)FBMC系統(tǒng)與OFDM系統(tǒng)進(jìn)行了性能比較。文章分析了這三種方法的優(yōu)勢(shì)及缺陷，并通過仿真全面比較了多徑信道下各自的估研究了FBMC系統(tǒng)的信道均衡技術(shù)。首先研究了FBMC系統(tǒng)信道均衡的模型，F(xiàn)BMC系統(tǒng)不能直接使用傳統(tǒng)均衡方法的原因；然后將兩種經(jīng)典的線性均衡算法—迫零(ZF)均衡與最小均方誤差(MMSE)均衡移植到FBMC系統(tǒng)中，通過仿真對(duì)比了FBMC系統(tǒng)的原理，然后針對(duì)信道估計(jì)與均衡技術(shù)進(jìn)行了深入第1章是緒論部分。首先探討了FBMC技術(shù)的研究背景和意義，然后總結(jié)了FBMC2FBMC系統(tǒng)的基本原理。從系統(tǒng)傳輸模型、原型濾波器設(shè)計(jì)、常見原型濾波器性能和系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)方式這幾個(gè)方面對(duì)FBMC進(jìn)行了全面分析，最后對(duì)OFDM系統(tǒng)與FBMC系統(tǒng)在帶外和抗頻率選擇性方面的性能進(jìn)行了仿真對(duì)比。3FBMC系統(tǒng)的信道估計(jì)技術(shù)。首先對(duì)無線信道的特性與模型進(jìn)行了簡(jiǎn)單分析，然后對(duì)比了OFDM與FBMC系統(tǒng)信道估計(jì)的原理，F(xiàn)BMC系統(tǒng)信道估計(jì)中存在的；接著重點(diǎn)研究了FBMC系統(tǒng)的頻域估計(jì)方法與時(shí)域估計(jì)方法。頻域估計(jì)的模型，分析了傳統(tǒng)均衡方法不再適用于該系統(tǒng)的原因；然后將傳統(tǒng)線性ZF均衡與MMSE-EIC；最后通過不同條件下的仿真對(duì)以上幾種均衡算法進(jìn)2FBMCFBMCOFDM的主要區(qū)別是原型濾波器的不同。OFDM系統(tǒng)由于使用矩形濾波5G時(shí)代動(dòng)態(tài)利用頻譜資源的要求。為了解決以上問2.2FBMCFBMC系統(tǒng)的發(fā)射接收框圖，并給出了數(shù)學(xué)模型；2.3FBMC系統(tǒng)的原型濾波器的設(shè)計(jì)，并對(duì)常用的幾2.5節(jié)則分析了FBMC系統(tǒng)與CP-OFDM系統(tǒng)的帶外輻射性能與在信道下的誤碼率性能；2.6節(jié)是本章小結(jié)。FBMC的獨(dú)特之處主要有兩點(diǎn)，第一點(diǎn)是引言中的新的原型濾波器的使用，通過對(duì)每個(gè)子載波上的信號(hào)進(jìn)行單獨(dú)濾波，來獲得更小的帶外與更好的功率譜特性；第二點(diǎn)是調(diào)制方式發(fā)生改變，不同于OFDM系統(tǒng)中常用的正交幅度調(diào)制(QuadratureAmplitudeModulation,QAMFBMC系統(tǒng)用交錯(cuò)正交幅度調(diào)制(OffsetQuadratureAmplitudeModulation,OQAM)來保持與OFDM一樣的傳輸效率。＋信RRROQAM綜合濾＋信RRROQAMa0,

yMyM信 a

2.1FBMC系統(tǒng)框圖FBMC系統(tǒng)的框圖如圖2.1所示。傳輸?shù)谋忍胤?hào)a0,n aM1,n先進(jìn)行K階QAM調(diào)的OQAM符號(hào)通過綜合濾波器組SFB進(jìn)行時(shí)域波形的疊加，該綜合濾波器組由快速傅里葉逆變換(InverseFastFourierTransform,IFFT)和多相濾波器組構(gòu)成，濾波器組的具體實(shí)現(xiàn)方式見2.4節(jié)。經(jīng)過并串轉(zhuǎn)換的發(fā)送信號(hào)經(jīng)過多徑信道，接著進(jìn)入接收端做相應(yīng)的解調(diào)。接收端主要包括串并轉(zhuǎn)換、分析濾波器組AFB、信道均衡模塊和OQAM解映根據(jù)FBMC系統(tǒng)框圖，可以得到FBMC基帶等效發(fā)送信號(hào)stNstam,ngm,ntn

(2- 其中N是子載波總個(gè)數(shù)，am,n是經(jīng)過OQAM后第n個(gè)符號(hào)中第m個(gè)子載波上發(fā)送的實(shí)數(shù)符號(hào)，gm,nt表示時(shí)頻格點(diǎn)上對(duì)應(yīng)坐標(biāo)為(m,n)的基函數(shù)，它通過對(duì)原型濾波器g tejm,nej2m0tgt 其中，0OFDMFF0。0FBMCOFDMT之間的關(guān)系為T20。m,n是相位因子，本文中取mn。 當(dāng)發(fā)送信號(hào)st經(jīng) Na?m,nst,gm gm,n,gm 0 0 0N00

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(t)(t)g m0

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(2-x, xty*t 其中，0gm,n,gm0

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2和tn00x2，可得txnn002。再根據(jù)0012 j2mm

nn00 jmnm0n0

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jmnmnmmnnej2mmx n0n0

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g*x 0 jmnm0n0mm0nn0Ann,m Ag,gt的模糊函數(shù)，表示兩個(gè)信號(hào)在時(shí)頻域之間的相關(guān)度，是分析信號(hào)時(shí)頻特性的重要工具[43]xtyt的模糊函數(shù)可定義為： ,

xt

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x,

2 2 頻聚焦特性。在式(2-7)Tmnm0n0mm0nn0化簡(jiǎn)可得Tmm0nn01nn0,nn01nn02n1nn01nn0奇偶性不同。若mm0為奇數(shù)，那么無論nn0是什么值，T都是奇數(shù)；相反若nn是奇數(shù)，則無論mm是何值，Tjmnm0n0mm0nn0jT 是一個(gè)純虛（2-7）經(jīng)過取作后結(jié)果0，濾波器之間保持正交只有當(dāng)mm0與nn0同為偶數(shù)或者奇數(shù)時(shí)jmnm0n0mm0nn0jT1。而對(duì)模糊函數(shù)而言，如xtAx,FBMCgt為Agn0n,m0m0 m0m,n0nmod20,gm,n,gm

mm,nnmod20, 0 根據(jù)時(shí)頻格點(diǎn)(m,n)的奇偶性，可以將時(shí)頻平面上的格點(diǎn)分成(m偶n偶)、(m奇偶)、(m偶n奇)，(m奇n奇)2.2fft403020 圖 FBMC時(shí)頻格點(diǎn)圖由式(2-9)可以得到這樣一個(gè)結(jié)論，當(dāng)m,n和m0,n0是不同類型的格點(diǎn)時(shí)，原型濾波器實(shí)數(shù)域正交；而當(dāng)m,n和m0,n0Agn0n,m0m0pn0nqm0m，要使濾波器在整個(gè)實(shí)域1,p,q0,Ag2p0,2q0

p,q FBMC系統(tǒng)的原型濾波器必須滿足兩點(diǎn)：(1)gt是偶函數(shù)；(2)Ag2p02q0滿足式原型濾波器設(shè)是巨大的。原型濾波器的設(shè)計(jì)主要得考慮以下幾點(diǎn)滿足奈奎斯特(Nyquist)理論Ag2p02q0滿足式(2-10)FBMCHermit插值、時(shí)域加窗、頻域采樣、正PHYDYAS原型濾波器[14]便是基于頻域采樣法設(shè)計(jì)出來的，并被眾多研究者礎(chǔ)，因此本小節(jié)主要就PHYDYAS濾波器的設(shè)計(jì)為例深入探討一下頻域采樣方法。 Hk

HKk2K 1k

1k 1

k

K 2KH02HkK k 露。FBMC原型濾波器傳輸時(shí)，要求發(fā)送端的原型濾波器與接收端的匹配濾波器對(duì)稱，PHYDYAS2.1所示。2.1PHYDYAS原型濾波器K2212--31-4122K-1個(gè)。由于濾波器頻率響應(yīng)是對(duì)稱的，因此抽頭系Hk也是對(duì)稱的，并滿足HkHkk1,2K1。2Hf與其時(shí)域脈沖響應(yīng)htsinfkMKK MK Hf

k K MKsinf MK KTk

0

0

圖2.3PHYDYAS頻率響應(yīng) 圖2.4PHYDYAS濾波器組頻域響10

10

圖2.5OFDM矩形濾波器頻域響 2.32.6可以看出，與矩形濾波器相比，PHYDYAS頻譜主瓣能量更為集中，帶外更低。且由圖2.4可以發(fā)現(xiàn)，F(xiàn)BMC只有相鄰子載波的濾波器相交，非相圖2.7與圖2.8畫出了PHYDYAS在不同因子下的時(shí)域波形與對(duì)應(yīng)頻譜圖。通過不同因子下時(shí)域波形與頻率響應(yīng)的對(duì)比發(fā)現(xiàn)，K=4時(shí)PHYDYAS時(shí)域波形最為收斂，歸一歸一化0 歸一歸一化 圖2.8不同因子K下的PHYDYAS帶外衰減比時(shí)頻聚焦特性(TimeFrequencyLocalization,TFL)描述了一個(gè)濾波器時(shí)域與頻域能量的集中程度，也可以稱為時(shí)頻局部化特性。從ISIICI的角度出發(fā)，能量在發(fā)送數(shù)濾波器的角度來看，TFLTFL特性的方法有2.2節(jié)本文對(duì)模糊函數(shù)作了簡(jiǎn)單的定義，它反映了發(fā)送濾波器與接收濾波器之間很有必要了解一下瞬時(shí)相關(guān)函數(shù)的定義。假設(shè)兩個(gè)原型濾波器，發(fā)送原型濾波器gt接收原型濾波器qtg,q,tgtq*tgtqtgt g,gtgtg*t

(2-(2-分別對(duì)瞬時(shí)相關(guān)函數(shù)g,qt與瞬時(shí)自相關(guān)函數(shù)gttgt與qtAg,q,Ag,，其中,gtqt在時(shí)頻面上的時(shí)間偏移與頻率偏移，具體表達(dá)式下 , ,t

dt

t

q*t

e

g g 2 2 A,,te

dt

gt

g*t

e

2 2

Ag,Ag0,0 Ag,q,1gt與qt完全相同Ag,q,0gt與qt嚴(yán)格正交，除此之外Ag,越小，表示濾除了模糊函數(shù)以外，海森堡參數(shù)也常用來衡量濾波器時(shí)域波形gt與頻域波形GfTFL特性。根據(jù)海森堡測(cè)原理可得

其中是海森堡參數(shù)，t, f分別表示濾波器的能量在時(shí)頻軸上的收斂情況，t越小，對(duì)應(yīng)gt在時(shí)域擴(kuò)散越小， f同理。它們分別可以由式(2-20)得到。t21tt2gt2E E f

ffE

Gft

tgt2 Rf fGf2 EEGf2dfgt2 gtgm,nt時(shí)，t,f指子載波承載的符號(hào)在時(shí)頻面上的具體格點(diǎn)位置，即tn0,fm0。t, f相應(yīng)指格點(diǎn)主要能量分布區(qū)域。根據(jù)海森堡測(cè) 01，當(dāng)1時(shí)gt是高斯函數(shù)，0對(duì)應(yīng)gt為矩形脈沖函數(shù)，且越大，能量越集中，TFL常見原型濾波器及其TFL2.3.1PHYDYASK=4時(shí)gt

t GfsinfT0 根升余弦(RootRaisedCosine,RRC)濾波器[62] 14 tgt 2

2

t t 1sin41t

cos 2

1

1

T t 162t2 T1 T 1時(shí),gt稱為半余弦函數(shù)(half-cosinefunction,HCF),該函數(shù)頻域衰減很快，時(shí)頻聚焦性能良好[19]。0gtsinc函數(shù)。gt214et2, gtGf214et2ej2ftdt21 ef21214ef2 f1

(2-一個(gè)時(shí)頻聚焦性非常好的原型濾波器。但是gt在t 于0，其不存在正交基函TFLEGF濾波擴(kuò)展高斯函數(shù) 1 k z,0,0 2 dk,,0g gt dl,1,0cos2l(2- 0 0其中12,0.52827.5682，g為高斯函數(shù)，系數(shù) 0

0 a0

22,0kk, kl

(2-截取前50項(xiàng)甚至更少就能獲得較好的時(shí)頻聚焦特性和正交性。各向同性正交變換算法(IOTA)函IOTA函數(shù)[15][49]由一個(gè)正交化算子Oa化得來，因此在時(shí)頻域均滿足正交特性。正交化算子Oa的作用是使函數(shù)在頻域上正交化。定義高斯函數(shù)為gat， ytOgt gat , 0kxt0kxt02gatGafFgat將其轉(zhuǎn)到頻域，然后應(yīng)用正交化算子Oa對(duì)Gaf進(jìn)行處理，最后再利用傅里葉反變換反yatF1OaFgat tF1OFOgt 01,122令式(2-30)中1,00 2并定義t t由文獻(xiàn)[19]可知，F(xiàn)1,122稱為IOTA函數(shù)。HermiteHermite濾波器[17]Hermite函數(shù)對(duì)高斯函數(shù)進(jìn)行變形得來，其也具有良好Ngt

4k

t t tH 2t nHt1net2d

(2- 0

能量能量

2.9實(shí)現(xiàn)，直到快速傅里葉變換算法被應(yīng)用于OFDM系統(tǒng)中并大獲成功后，多載波技術(shù)才迅速躋身為研究熱點(diǎn)。作為多載波技術(shù)之一，F(xiàn)BMC技術(shù)由于其獨(dú)特的發(fā)射接收模型，F(xiàn)FT/IFFTFBMC系統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)方式主要有兩種，分別為頻域擴(kuò)展法和多相網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)法。下面分別給出這兩種方法的原理。頻域擴(kuò)展濾波器，每一個(gè)子載波都要擴(kuò)展乘以2K-1個(gè)抽頭系數(shù)Hk，這使得IFFT和FFT的MKM點(diǎn)，計(jì)算復(fù)雜度大大提高，系統(tǒng)的處理速度也會(huì)變2.10ii+2i+1個(gè)子載波均會(huì)和他的QAM調(diào)制方法，采用獨(dú)特的OQAM調(diào)制。P/i2dP/i2ii2S/dimM 圖2.10頻域擴(kuò)展方式實(shí)現(xiàn)結(jié)基于多相網(wǎng)絡(luò)PPN結(jié)構(gòu)[14]的方法。不同于擴(kuò)展法，該方法從時(shí)域角度出發(fā),其FFT\IFFT的點(diǎn)數(shù)仍為M個(gè)，但需要在時(shí)域做一些額外處理。ynhixni

(2-iGfhej2 iLGZhiZi

(2-GZGZMZp,GZM Z k而濾波器組的所有原型濾波器均由Gf頻移kMk個(gè)濾波器的頻率響應(yīng)為Bkf，其可以表示為： Gfk

j2ifkM

k

M

BZBZh j2ik MM1j2MBZeMZ 令Wej2MB0Z

ZM

BZ

W WM1 Z1GZM Z M M12M1 MM 1 GM1ZIFFTIFFT實(shí)現(xiàn)。第二部分是GpZM，即多相由公式(2-35)可知，PPN結(jié)構(gòu)共有M2.11i節(jié)為例。hMh2MZZ

hhK1MZZMZMZd1mM

2.11PPN部分實(shí)現(xiàn)框xdM1采用多相結(jié)構(gòu)的系統(tǒng)計(jì)算量為4M。相比擴(kuò)展法，其只需在IFFT/FFT后面加入一PPNFBMC系統(tǒng)的計(jì)算量大大減低，但仍然比OFDM系統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度要高。帶外輻射性能分本節(jié)分別對(duì)比了FBMC系統(tǒng)常用的IOTA、PHYDYAS、SRRC、Gaussian和Hermit原型濾波器的功率譜密度[41]OFDM系統(tǒng)作了對(duì)比，來驗(yàn)證FBMC系統(tǒng)的優(yōu)越性。參數(shù)見表2.2。2.2矩形濾波器、IOTAPHYDYASSRRCGaussian、OFDMFBMCTFLOFDM系統(tǒng)所FBMCTFL性0功率譜功率譜密度

誤碼率性能分2.3OFDM的CP1/4OFDM2.4EVA信道參00本節(jié)研究了FBMC系統(tǒng)在多徑信道下的性能，并與OFDM系統(tǒng)進(jìn)行了對(duì)比。仿真采用了擴(kuò)展車載信道(ExtendedVehicularAModelEVA)，并且將多普勒頻移設(shè)定為率性能。信道均衡采用簡(jiǎn)單的迫零均衡。具體參數(shù)見表2.3和表2.4。10-10-

由仿真結(jié)果可以看出，F(xiàn)BMC系統(tǒng)抗頻率選擇性和時(shí)間選擇性的效果比消除干擾，因此FBMC的頻譜利用率也要高于傳統(tǒng)的OFDM。FBMCFBMC系統(tǒng)的基本原理，證FBMCOFDM系統(tǒng)在雙選信道下進(jìn)行仿真，結(jié)果表明，F(xiàn)BMC由于使用了TFL良好的原型濾波器，因此誤碼率性能優(yōu)于OFDM系統(tǒng)。3FBMCFBMC系統(tǒng)中,基函數(shù)的正交性只在實(shí)數(shù)域滿足，導(dǎo)致系統(tǒng)存在干擾，因此利FBMCFBMC3.2節(jié)首先探討了無線信道的基本特性與模型；3.3OFDM信道計(jì)存在的；3.4節(jié)研究了三種頻域信道估計(jì)方法：干擾消除法、干擾近似法和成對(duì)導(dǎo)頻法；3.5節(jié)研究了FBMC系統(tǒng)的時(shí)域信道估計(jì)方法；3.6節(jié)是本章小結(jié)。無線信道基本特獲得；但無線信有隨機(jī)性，信道呈現(xiàn)動(dòng)態(tài)變化的特點(diǎn)，結(jié)果具有不可測(cè)性。無[50]時(shí)多信慢快平陰圖3.1信道的分和平坦，時(shí)變表現(xiàn)為快與慢。頻率受到的影響基本一致。當(dāng)符號(hào)周期Tsmax時(shí)，接收端的符號(hào)還未傳輸完就被疊加定義信道的相干時(shí)間Tm1DsDs應(yīng)信道的相干時(shí)間越小。當(dāng)信號(hào)符號(hào)周期TsTm時(shí)，說明在一個(gè)符號(hào)周期的時(shí)間內(nèi)，信落信道55]主要原因來自陰影，室內(nèi)信道通常也可認(rèn)為是慢。具體參數(shù)參照表3.1。表3.1小尺度信道分 Bc且 BsBc且Ts多普勒擴(kuò)展Ds1Tm快信Ts慢信 NNytantxtnt

(3-ant與nt分別表示第n條路徑分量的衰減與時(shí)延，由表達(dá)式可以看出，延遲與衰減都是時(shí)間的函數(shù)。N是總路徑數(shù)，xt是基帶發(fā)送信號(hào)。那么信道的沖NNh,tanttnt

(3-Nhtantn

(3-么包絡(luò)滿足萊斯分布，將服從這一分布的信道稱為萊斯信道。傳統(tǒng)OFDM基于導(dǎo)頻的信道估計(jì)。該方法是在發(fā)送的數(shù)據(jù)符號(hào)之間以合適的間隔導(dǎo)頻格狀三種類型，如圖3.2所示。SS導(dǎo)頻數(shù)據(jù)t導(dǎo)頻數(shù)據(jù) ftSftS

tt3.2如圖3.2(a)所示，塊狀導(dǎo)頻將所有的子載波都用作導(dǎo)頻符號(hào)，然后以一定的時(shí)間周期到發(fā)送數(shù)據(jù)中，一般用在頻率選擇性信道的估計(jì)中。且導(dǎo)頻符號(hào)周期St必須與信道的相干時(shí)間保持一致，即滿足St1fDopplerfDoppler代表信道的多普勒擴(kuò)展。梳狀導(dǎo)頻到頻域上，最后通過頻域插值來完成信道估計(jì)，導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)如3.2(b)所示。與塊狀導(dǎo)頻不 1max，其中max是信道的最大時(shí)延擴(kuò)展。格狀導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)如(c)所示，這種類型的導(dǎo)頻呈分散狀，其以一定的時(shí)間周期和頻率間隔將導(dǎo)頻到發(fā)送數(shù)據(jù)中，且時(shí)間周期和頻率周期須同時(shí)滿足St1fDoppler和Sf1max。OFDM利用多載波技術(shù)來抗多徑干擾，循環(huán)前綴的加入又有效的消除了ISI效應(yīng)，因此接收端的信道估計(jì)與均衡變得很容易。假設(shè)一個(gè)OFDM符號(hào)中子載波數(shù)為M，符號(hào)周期為T0，子載波頻率間F01T0，原型濾波器表示gt，發(fā)送的復(fù)數(shù)符號(hào)為am,n，那么OFDM的時(shí)域發(fā)送信號(hào)可以表示為：M1st gt ej2 m0

0gt

(3-M1

mrtam,nHm,ngm,nttm0OFDM的原型濾波器滿足復(fù)數(shù)域正交，即當(dāng)mnpq

(3- 0因此經(jīng)過接收端濾波gm,nt00ym,nrt,gm,ntam,nHm,n (3-0 設(shè)導(dǎo)頻符號(hào)為am,n，那么m0, 0?Hm0?

ym00am00

Hm

wm000000

(3-帶來了不可消除的固有干擾，這使得信道估計(jì)變得，導(dǎo)頻也異于OFDM的導(dǎo)頻排FBMC第二章2.2節(jié)詳細(xì)探討了FBMC系統(tǒng)的數(shù)學(xué)模型以及其在無失真信道的傳輸過st經(jīng)過一個(gè)時(shí)頻雙彌散信道ht，那么接收信號(hào)rt可以表示rthtstnt

h,tstmaxfDH,ste N

jam,nn

0H,gm,nt ddnt其中H,是htt的傅里葉變換，max是最大多徑時(shí)延，fD是最大多普勒頻移ym

rt,gm

t

rt t0 0

m0

(3-N m,n0m,n0

DH,fgdd

m0其中fg t

nt t。將式(2-2)fg

fg t jmngtnej2m0tjmn

j2tg*tn

j2me0jmm0nn0

e200

0 0j2mm 0

00 e ej2m0

gtng*tn 0令tn，tnnn，tnn2

0 0 fg t jmm0nn0 j2mmnne

g g*

0 00 d 2 2jmnm0n0ejm0m0n0n002ej2

(3-

nn,mmjmnm0n0ejmm00n0n00ej2m0

g 12令pmm0，qnn0，代式(3-12)入式(3-10)中，并利用關(guān)系式00 可得12ym

rt,gm

t

rt t0 0

m0

pqpq2n0 m0p,n0

(3- H,Aq,pejq0p0 mej2n002m0ddm00Ag,gt的模糊函數(shù)，wm,n是經(jīng)過接收端濾波器的噪聲項(xiàng)。假設(shè)每0

max,

Agq0,p0Agq0,p0 ym0

pqpq2n0 m0p,n0

DH,ejq0p0ej2n002m0dd m0Hc jpqpq2n0Aq,pH m0,n0m0

p,q

m0p,n0 m0p,n0 m0HHm0

0

fDH,ej2n002m00H maxfDH,ej2n002m0ejq0p00m0p,n0 H其中 表示發(fā)送第n個(gè)FBMC符號(hào)第m個(gè)子載波時(shí)對(duì)應(yīng)的信道頻率響應(yīng)值Hm0 H 對(duì)應(yīng)周圍時(shí)頻格點(diǎn)mp,n Hm0p,n0 0 接收符號(hào)不僅包含正確數(shù)據(jù)am,n，還包含周圍數(shù)據(jù)amp,n0 單的迫零算法H?m,nym,n am,n即可得到較為準(zhǔn)確的信道頻域響應(yīng)值，但若將此方法0 0 0?Hm0?

ym00am0Hcm0

m0,n0 am0p,n0q

pqpq2n0

m 0 0

am

(3- H amp,n pqpq2n q,

wm 0

a m0,naIm0

m0p,n0 m000Im,n00的方法是成對(duì)導(dǎo)頻法，本文也在3.4.3節(jié)中進(jìn)行了，并在3.4.4節(jié)針對(duì)這幾種常用的和文獻(xiàn)[58]分別基于塊狀導(dǎo)頻和點(diǎn)狀導(dǎo)頻對(duì)干擾消除法進(jìn)行了研究，本節(jié)著重于塊

pqpq2n0 m0p,n0

q0,p0 導(dǎo)1010-010-號(hào)03.3置零法比較簡(jiǎn)單，但效果也顯而易見，其導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)如圖3.3所示，由于導(dǎo)頻四格點(diǎn)[57]，因此本文只考慮一階鄰域的干abcabcdd-btam(a)模糊函數(shù)一階干擾因 (b)導(dǎo)頻符號(hào)一階鄰

3.400jpqpq2n0g3.4(a),,jpqpq2n0A00計(jì)算得來。為了滿足式(3-17)3.4(b)所示，才能使周圍符號(hào)的干擾相互抵消。圖(g種導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)[62]，子圖(b)是將兩側(cè)也考慮進(jìn)去的情況[63] 導(dǎo) 導(dǎo)111零11發(fā)干擾抵消法導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)

1- -- - -1 1發(fā)- - -- - - 3.5 H 最后通過信道估計(jì)算法求出導(dǎo)頻在m0n0單?m0

ym00am00

wm0,n0am0

(3-m0,n

主要受右邊第二項(xiàng)高斯噪聲的影響，且am

00干擾近似法符號(hào)長(zhǎng)度為30，其中0是FBMC相鄰符號(hào)的時(shí)間間隔為了方便表示，定義格點(diǎn)m0n0的鄰域?yàn)閙,npq,pm,qn，且 0,0，那么一階鄰域可以表示為*。由式(3-15)可得偽導(dǎo)頻表達(dá)m, m,

aa

am

00

pqpq2 m0p,n0

q0,p0 對(duì)于慢變信道而言，當(dāng)與在比較小的范圍內(nèi)浮動(dòng)時(shí) m0,n

Am0p,n0A

H

pqpq2n0

q,pm0 m0,n0

m0

m0p,n0

0

m0 m0

am0a

wm00 acH ?m0

aam0

m0 m0 m0aam0

m0aam0

(3-a可以看出am0,n

IAM-

p2pn0

0,p j A0,

(3-m0

m0 m0 m0 m0 a為了使am0,n

功率最大，導(dǎo)頻符號(hào)應(yīng)滿足

m0

m0

g0 2g0 IOTAA0.2486，偽導(dǎo)頻功率為1.2472 1-1--1零1--發(fā)13.6IAM-R導(dǎo)頻結(jié)IAM-如果允許導(dǎo)頻值為虛數(shù)，可以進(jìn)一步增加偽導(dǎo)頻的功率。LéléC[59]基于這種思想提出了IAM-I方法。在IAM-I方法中，導(dǎo)頻每三個(gè)一組且都遵守干擾最大化的原則使位置的偽導(dǎo)頻功率最大，本文選取[1,j,-1]3.7所示。 1j1j1零j1發(fā)j1/3。由(3-23)式可得偽導(dǎo)頻 m0,n

j12

，相應(yīng)功率為212A23。其余 1AjA，導(dǎo)頻為-1的點(diǎn)對(duì)應(yīng) 導(dǎo)頻 1A

，相應(yīng)功率均為21

m0 a g 平均功率 21 38A231.8272，可見與IAM-R比偽導(dǎo)頻功率有所 IAM-IAM-I方法中只1/3的位置偽導(dǎo)頻能量達(dá)到了最大值，因此可以進(jìn)一步優(yōu)化導(dǎo)結(jié)構(gòu)，使所有位置的偽導(dǎo)頻能量均達(dá)到最大化。DuJ[24]對(duì)IAM-R中子載波序號(hào)為奇數(shù)導(dǎo)頻分布如圖示。 導(dǎo)1j1j--1j--3.8IAM-C導(dǎo)頻結(jié)本文選取的IAM-C導(dǎo)頻序列為[1,j,-1,-j]的循環(huán)四元組，那么相應(yīng)偽導(dǎo)頻12Ag,j12Ag,12Ag,j12Ag?？梢钥吹竭@樣處理之后所有偽導(dǎo)頻均是純實(shí)數(shù)或純虛數(shù)，功率 212A22.2422。這種方法可以獲得比IAM-I更大IAM E-IAM-由前面分析可知，IAM-C構(gòu)建的導(dǎo)頻能獲得最大的能量，效果也優(yōu)于IAM-R與對(duì)兩側(cè)的導(dǎo)頻進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì)來獲得IAM-C更大的偽導(dǎo)頻功率，中間列的導(dǎo)頻符號(hào)保圖3.9給出了E-IAM-C3.9(a)在奇數(shù)子載波上，中間列導(dǎo)頻為j，因此在其左側(cè)放置1，右側(cè)放置1，使偽導(dǎo)頻功率是一個(gè)純虛數(shù)；同理在偶數(shù)子載波上，中間列導(dǎo)頻為1，因此在其左側(cè)放置j，右j，使得偽導(dǎo)頻功率是一個(gè)純實(shí)數(shù)。這樣最終的偽導(dǎo)頻功率為212A0,2A027.0162IOTAA00.5758。可a 與IAM-C比，E-IAM-C的偽導(dǎo)頻能量提高了不止兩倍，信道估計(jì)性能也會(huì)大大提高IAM方法兩側(cè)的零值保護(hù)符號(hào)，會(huì)對(duì)前后相鄰的未知數(shù)據(jù)符號(hào) 導(dǎo) 導(dǎo)jj - -1- j1 發(fā) - - j1jE-IAM-C導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)

1 1 -j -jj 發(fā) - - - 成對(duì)導(dǎo)頻法

3.9E-IAM-C兩種導(dǎo)FBMCIAM方法的導(dǎo)頻序列占30OFDM的用203.10所示，其在同一個(gè)子載波上兩個(gè)相鄰 導(dǎo)1-1-1-零1-1發(fā)-考慮m1n1和m2n2

H

am

jai y

H

m1 jaim2

m2

m2

m2,n2定義HcHrjHi，ycyrjyi，并令CH 和cm2

yr

Hr

CH

ai

i

r

am r

iym1,n1CHm1

Hm1,n1am1 yr Hr

11CHrm

m,nm

m,nm 2

2 2

2 2im2

rm2

am

r2m22

iam2aH Hm1,n

X yr CH 1 CH X

m2,n2m1,n1

m1,n1m2 m2,n2m1 m1,n1m2 m a2 1 1a2 1 11m2r

ram

r ym1,n1 11 am1 (3-a a,m nam,

m 1 1 1 1 1式(3-26)X1X2 yr Cm2,n2m1 m1,n1m2 m1,n1m2yr

m2,n2m1

Hrm1 m1,n1,Hi

(3-aa

1C2 意的是，以上推導(dǎo)并沒有考慮過噪聲的影響，文獻(xiàn)[23]中，POP方法對(duì)噪聲較為敏仿真結(jié)果與分本小節(jié)通過仿真分別從不同SNR下的歸一化均方誤差(NormalizedMeanSquareError,NMSE)和誤比特率(BitErrorRate,BER)方面比較了干擾消除法、IAMPOPNMSEEHH?2H2

(3- 用EVA模型，具體仿真參數(shù)見表3.2。3.20

3.11IAM方法和POP方法的估計(jì)由圖可知，估計(jì)性能由好到壞依次是E-IAM-C>IAM-C>IAM-I>IAM-R>POP。POP法對(duì)噪聲較為敏感，因此在有噪聲的信道中估計(jì)性能很差；IAM-I通過給IAM-R中引入虛數(shù)導(dǎo)頻來增加偽導(dǎo)頻能量，因此效果好IAM-R；IAM-CIAM-I的導(dǎo)頻排布作了調(diào)整，使得偽導(dǎo)頻能量繼續(xù)增大，估計(jì)性能進(jìn)一步得到提升；E-IAM-C則在IAM-C慢趨于平緩，即出現(xiàn)了性能平臺(tái)。這是由IAMPOP方法均對(duì)系統(tǒng)模型進(jìn)行了對(duì)比圖3.11可以發(fā)現(xiàn)干擾消除法效果與IAM-I相近，且同樣存在性能瓶頸0

3.1210-10-10-

3.13IAMPOP方法的BER3.13IAMPOP方法的誤比特率性能進(jìn)行了比較。誤碼率性能由差到好POP<E-IAM-C<IAM-R<IAM-I<IAM-C。POP方法由于對(duì)噪聲沒有抑制作用，因此BER性能。由3.4.2節(jié)的理論分析可知，偽導(dǎo)頻能量越大，對(duì)噪聲的抑制能力越端并沒有針對(duì)干擾作額外處理，因此E-IAM-C方法的誤碼率性能在IAM方法中。310-10-

3.14BER圖3.1412312BER于導(dǎo)頻3的誤比特率性能，這是因?yàn)閷?dǎo)頻3沒有將導(dǎo)頻兩列置零來隔絕對(duì)發(fā)送數(shù)據(jù)的干時(shí)域估計(jì)基本原此估計(jì)性能優(yōu)于頻域估計(jì)方法。文獻(xiàn)[33]M

M Ma?

kl gkm,n p,ql0kp0

2 2

(3-ej2pmkMejpqmn2ej2plMhl符號(hào)會(huì)對(duì)導(dǎo)頻符號(hào)造成干擾。而文獻(xiàn)[57]，在導(dǎo)頻與數(shù)據(jù)之間三列全零符號(hào)時(shí)L1Ml0ka?m,0ap,0gklgkej2pmkMejpm2ej2plMhll0kr0Ah 其中ra?,a?,, T，h=[h[0],h[1],,h[L-1]]T，η , T， M1,0 M1,0別代表接收端導(dǎo)頻符號(hào)、信道響應(yīng)、噪聲項(xiàng)。AMN列的矩陣，其與導(dǎo)頻符號(hào)和原型濾波器有關(guān)，且第m行n列的元素為： M1 gkngkej2p-mkMej2p-m2ej2pn kp0的。用m,0來表示噪聲向量0m個(gè)元素，那么m,0和m,0

Em,0 2

2

1 2k2gkgkej2m2m1kMejm2m1k2

(3-其中k0，方差為2，且

2 2M 2M1,0MM2 MM

V

2 2 2M1,0M M M2,02 2 2M M M M LMMSEWLSLMMSE估計(jì)；只知道時(shí)域信道長(zhǎng)度時(shí)采用WLS估計(jì)。當(dāng)信道協(xié)方差矩Rhh作為先驗(yàn)信息已知時(shí)，可以LMMSE估計(jì)。計(jì)算公式 AHV1AR11AHV BCRBtrB1trAHV1AR11 WLS時(shí)域信道估WLSEErAhHV1r ?

AHV1A1AHV 00CRBtrAHV1A1 仿真結(jié)果與分IAM方法進(jìn)行比較，本文規(guī)定時(shí)域估計(jì)方法中的導(dǎo)頻與傳輸數(shù)據(jù)之間比。仿真參數(shù)與上節(jié)的表3.2相同，仿真結(jié)果如圖3.15所示。0

3.15這是由于頻域估計(jì)方法都有前提條件，即信道是平坦的，一旦這個(gè)條件破壞，性能LMMSEWLSWLS只根據(jù)信道長(zhǎng)度進(jìn)行估計(jì)，而LMMSE則利用信道的先驗(yàn)信息，因此后者估計(jì)結(jié)果更準(zhǔn)確。原理，并通過比較分析了FBMC信道估計(jì)存在的；最后從頻域和時(shí)域兩方面對(duì)的信道先驗(yàn)信息，因此估計(jì)效果也比WLS方法好。4FBMC的技術(shù)。可以說，均衡效果的好壞直接決定著通信系統(tǒng)的傳輸性能。OFDM系統(tǒng)中，簡(jiǎn)ZFFBMC系統(tǒng)由于不嚴(yán)格的正交條件帶來的OFDMFBMC系統(tǒng)中，這也使FBMC系統(tǒng)的信道均衡方法的研究成為當(dāng)下的熱點(diǎn)。4.2FBMC系統(tǒng)的信道均衡表達(dá)式；4.3節(jié)研究了兩法MMSE-EIC；4.6節(jié)是本章小結(jié)。ym,nrt,gm,nt0 0

pqpq2n0

H,Aq,

jq0p0

m0p,n0 ej2n002m0dd

Hc m0,n0m0Sm,nIm

p,qwm

m0p,n0 m0p,n0 m00 Hc

0 0Im,n

m0 jpqpq2n0

q0,

H0

m0p,n0

m0p,n0其中Sm0,n0是未均衡前的正確符號(hào)。Im0,n0是干擾項(xiàng)，由式(4-1)可以看出，它與濾波器的模糊函數(shù)和正確符號(hào)的周圍格點(diǎn)amp,nqwm,n是接收端的噪聲。 0OFDM系統(tǒng)的傳統(tǒng)均衡方法均沒有考慮過干擾符采取一定的措施消除或者減小干擾項(xiàng)，這是FBMC信道均衡的重點(diǎn)。ZF均假設(shè)接收端第kYkHkXk Xk是第k個(gè)子載波對(duì)應(yīng)的發(fā)送信號(hào)，Hk是該符號(hào)上的信道頻域響應(yīng)值，k是噪聲項(xiàng)。迫零均衡算法通過一個(gè)系數(shù)WH1來恢復(fù)信號(hào)，具體可表示為： X?WYH1YX H k HkH0ymH0 Hcm0,n0m0

am0p,n0q

pqpq2n0HHm0

m0p,n0 m0

(4- m0

pqpq2n0m0p,n0

q,

H H H p,q0,0

0 m0p,n0q m0m0Im0 m

m

m,n

(4-0

0

H00 m0,n0 m0,n002.2節(jié)的分析可知，F(xiàn)BMC系統(tǒng)滿足實(shí)數(shù)域正交，由相鄰子載波與相鄰符號(hào)造成的干擾項(xiàng)Im,n是一個(gè)純虛數(shù)，正常情況下接收端通過取作即可去除干擾，獲得正0H 會(huì)給干擾項(xiàng) 引入復(fù)數(shù)成分，導(dǎo)致即使取Hm0p,n0 m0MMSE均ZF均衡一樣，MMSE4.3.1的分析可知，ZF均衡的ZF均定義一 LE

H*H k H H x其中2代表實(shí)際傳輸?shù)姆?hào)能量，2 2EX k2E kH

(4- k HkXkk2

(4-k2H2k2x在很小的范圍內(nèi)。當(dāng)20時(shí)，式(4-9)變成了式(4-3)ZF均衡是不考慮噪聲的MMSE均衡。由于MMSE均衡考慮了噪聲，因此在有噪聲的信道里，MMSE的均衡效果會(huì)比ZF均衡好。將MMSE均衡運(yùn)用到FBMC系統(tǒng)中，可得：u?m,nWkym0 0Hc Hc 2

am

wm,n 0 0HH HHm0 xHc

m0

2 *m0 *

pqpq2 2m0p,n0 2

Hm0p,n0HHHm0

x

Im0a?m0,n0u?m0,n0am0,n0Im0,n0Wkwm0,n0 MMSEFBMC固有干擾會(huì)對(duì)系統(tǒng)果產(chǎn)生嚴(yán)重的影響。因此，如何降低固有干擾甚至完全消除，是FBMC系統(tǒng)均衡的重要研究方向。性能仿真與分本小節(jié)通過仿真對(duì)SRRC濾波器下的迫零與最小均方誤差均衡方法進(jìn)行了能的比較，信道參數(shù)見表4.2。系統(tǒng)仿真曲線如圖4.1所示。4.1Lg4TKIEEE802.22標(biāo)準(zhǔn)B4.2IEEE802.22IEEE802.22標(biāo)準(zhǔn)B時(shí)延增益[-6,0,-7,-22,-16,-4.1給出了信道BSRRC濾波器下的ZFMMSE均衡性能的對(duì)比圖?？梢钥?0-10-10-10-

0 0 0由式(4-1)可知，ym,n可以分解成與待解調(diào)符號(hào)am,n0 0 0000HyHym0dm0m0m0I0m0建立干信道估0Ag0Ag濾波器

Sm00與周圍格點(diǎn)amp,nq、濾波器的模糊函數(shù)Agq0,p0和信道頻率響應(yīng)值H m0 amp,nq的值無法事先預(yù)知，但能通過第一次解調(diào)獲得結(jié)果；對(duì)于給定的原型濾波器， tfntfn-nm-am1,n am am1,n mam,n0am0am,n0am1,n am am1,n tfn-nm-cacmb1bcac(a)解調(diào)符號(hào)一階鄰域格點(diǎn)干 (b)一階鄰域模糊函數(shù)值分4.3當(dāng)pqAqp的總功率不超4%[60]，因此只需要計(jì)算*鄰域范圍 [a,b,c]IOTASRRC濾波器的一階鄰域模糊函數(shù)值，見表4.3。4.3Ag0,abc11Im0,n0

pqpq2n0 m0p,n0 p,q*fDH,

,p

jq0p0

ej2n002m0 m0m0pn0

pqpq2n0 m0p,n0

q0,p0H fDH, H j2n002m0jq0p0m0p,n0 其中amp,nq通過對(duì)ym,n迫零均衡后解得到，結(jié)果可以表示為 0 m m HD 00 m0

H m0,n0 信道慢變時(shí)，H ， 可由信道估計(jì)得到虛部干擾因子jpqpq2 m0p,n0 tfn0n0mtfn0n0m0--1jm0-jtfn0n0m0jjj1jm0jj(a)n0為偶數(shù)時(shí)一階虛部干擾因子分 (b)n0為奇數(shù)時(shí)一階虛部干擾因子分4.4 入到式(4-12)中，并記n為偶數(shù)時(shí)的干擾項(xiàng)為I 0

II

m0pnm0pn0

pqpq2n0 m0p,n0

q0,p0H A,H A m01,n01 m01,n0 m01,n0 H j A,0H m01,n01 m0,n01 ,0H A, m0,n01 m0,n0 m01,n01 j 0, , m01,n0 m0 m01,n01 IIm0

m0pnm0pn0

pqpq2n0 m0p,n0

q0,p0H j A