第三章多級放大器及其頻率特性

第三章多級放大器及其頻率特性第一頁，共九十三頁，2022年，8月28日3.1多級放大電路與組合放大電路

3.1.1多級放大電路在實際的電子設備中，為了得到足夠大的增益或者考慮到輸入電阻和輸出電阻等特殊要求，放大器往往由多級組成。多級放大器由輸入級、中間級和輸出級組成。如圖2.4.1所示，輸出級一般是大信號放大器，我們只討論由輸入級到中間級組成的多級小信號放大器。第二頁，共九十三頁，2022年，8月28日

1.級間耦合方式在多級放大器中，要求前級的輸出信號通過耦合不失真地傳送到后級的輸入端。常用的耦合方式有阻容耦合、直接耦合、變壓器耦合。1)阻容耦合阻容耦合就是利用電容作為耦合和隔直流元件的電路。如圖2.4.2所示。第一級的輸出信號，通過電容C2和第二級的輸入電阻ri2加到第二級的輸入端。阻容耦合的優(yōu)點是：前后級直流通路彼此隔開，每一級的靜態(tài)工作點都相互獨立。便于分析、設計和應用。缺點是：信號在通過耦合電容加到下一級時會大幅度衰減。在集成電路里制造大電容很困難，所以阻容耦合只適用于分立元件電路。第三頁，共九十三頁，2022年，8月28日第四頁，共九十三頁，2022年，8月28日2)直接耦合直接耦合是將前后級直接相連的一種耦合方式。但是，兩個基本放大電路不能像圖2.4.3那樣簡單地連接在一起。如果按圖2.4.3那樣連接，V1管集電極電位被V2管基極限制在0.7V左右（設V2為硅管），導致V1處于臨界飽和狀態(tài)；同時，V2基極電流由Rb2和Rc1流過的電流決定，因此V2的工作點將發(fā)生變化，容易導致V2飽和。通過上述分析，在采用直接耦合方式時，必須解決級間電平配置和工作點漂移兩個問題，以保證各級各自有合適的穩(wěn)定的靜態(tài)工作點。第五頁，共九十三頁，2022年，8月28日第六頁，共九十三頁，2022年，8月28日圖2.4.4給出了兩個直接耦合的例子。圖（a）中，由于Re2提高了V2發(fā)射極電位，保證了V1的集電極得到較高的靜態(tài)電位。所以V1不致于工作在飽和區(qū)。圖（b）中，用負電源UBB，既降低了V2基極電位，又與R1、R2配合，使V1集電極得到較高的靜態(tài)電位。直接耦合的優(yōu)點是：電路中沒有大電容和變壓器，能放大緩慢變化的信號，它在集成電路中得到廣泛的應用。它的缺點是：前、后級直流電路相通，靜態(tài)工作點相互牽制、相互影響，不利于分析和設計。第七頁，共九十三頁，2022年，8月28日第八頁，共九十三頁，2022年，8月28日3)變壓器耦合變壓器耦合是用變壓器將前級的輸出端與后級的輸入端連接起來的方式，如圖2.4.5所示。圖中，V1輸出的信號通過變壓器T1加到V2基極和發(fā)射極之間。V2輸出的信號通過變壓器T2耦合到負載RL上。Rb11、Rb12、Re1和Rb21、Rb22、Re2分別為V1和V2確定靜態(tài)工作點。變壓器耦合的優(yōu)點是：各級直流通路相互獨立，變壓器通過磁路，把初級線圈的交流信號傳到次級線圈，直流電壓或電流無法通過變壓器傳給次級。第九頁，共九十三頁，2022年，8月28日第十頁，共九十三頁，2022年，8月28日變壓器在傳遞信號同時，能實現阻抗變換。變壓器耦合的缺點是：體積大，不能實現集成化，此外，由于頻率特性比較差，一般只應用于低頻功率放大和中頻調諧放大電路中。2.共電耦合在多級放大器中，各級由同一直流電源供電，如圖2.4.6（a）所示，圖中，R是直流電源的交流內阻。其交流通路如圖2.4.6(b)所示。由圖2.4.6（b）可見，輸出信號電壓Uo在R上產生的壓降將被耦合到V1和V2管的輸入端。這種通過直流電源內阻將信號經輸出端向各級輸入端的傳送稱為共電耦合。第十一頁，共九十三頁，2022年，8月28日第十二頁，共九十三頁，2022年，8月28日如果傳送到某一級輸入端的電壓與輸入信號源在該級輸入端產生的電壓有相同的極性，那么該級的合成輸入電壓便增大，使放大器輸出電壓Uo增大，而增大了的輸出電壓通過共電耦合加到后級輸入端的電壓也增大，使Uo進一步增大，如此循環(huán)下去將產生振蕩。這樣，就破壞了放大器對信號的正常放大作用。為了消除共電耦合的影響，我們應加強電源濾波，在放大器各級電源供電端接入RC濾波元件，如圖2.4.7中的R7、R8、C6、C7、C8。接入C6后，電源內阻R上的信號電壓被旁路，即使殘留很小的信號電壓，通過R7、C7和R8、C8的濾波作用，信號電壓也可進一步被濾除。第十三頁，共九十三頁，2022年，8月28日第十四頁，共九十三頁，2022年，8月28日

3.多級放大器的增益在多級放大器中，如各級電壓增益分別為Au1=如圖2.4.8所示，則由于Ui2=Uo1，Ui3=Uo2，…，Uin=Uo(n-1),因而總電壓增益為即總電壓增益為各級增益的相乘積。第十五頁，共九十三頁，2022年，8月28日第十六頁，共九十三頁，2022年，8月28日例2.4.1試計算圖2.4.2所示電路的電壓放大倍數。已知Rb1=Rb2=280kΩ，Rc1=Rc2=3kΩ，RL=3kΩ，UCC=12V，V1、V2為3DG8，β=50。解（1）求靜態(tài)工作點。因為兩級電路參數相同，所以兩級直流工作點相同，即ICQ≈βIBQ=50×0.04=2mA第十七頁，共九十三頁，2022年，8月28日（2）求電壓放大倍數。rbe1=rbe2≈300+=300+50×=950ΩR′L1=Rc1∥ri2=所以所以Au=Au1Au2=(-38)×(-79)=3002第十八頁，共九十三頁，2022年，8月28日

3.2組合放大電路根據前面的分析可以看到，三種基本組態(tài)電路的性能各有不同的特點。就增益而言，共基極電路的電壓增益遠大于1，但電流增益小于1；而共集電極電路的電流增益遠大于1，但電壓增益小于1；唯有共發(fā)射極電路的電壓增益和電流增益均遠大于1。因此，在放大設備中，增益主要由共發(fā)射極放大器提供，如果采用有源負載，則共發(fā)射極電路還可提供更大的增益。就輸入和輸出電阻而言，共基極電路的輸入電阻很小，而輸出電阻很大；共集電極電路的輸入電阻很大，而輸出電阻很??；共發(fā)射極電路的輸入和輸出電阻則居共基、共集電路之中。第十九頁，共九十三頁，2022年，8月28日如果根據三種組態(tài)電路的不同特點，將其中任兩種組態(tài)進行組合，構成相應的放大電路，就可發(fā)揮各自特點，使它更適合實際工作的需要。下面介紹幾種常用的組合放大電路。

1.共發(fā)-共基組合放大電路共發(fā)-共基組合放大器的交流通路如圖2.4.9所示。圖中，V1管接成共發(fā)射極組態(tài)，V2管接成共基極組態(tài)。由于共基極電路的電流增益接近于1，它在組合電路中的作用類似于一個電流接續(xù)器，將共發(fā)射極電路的輸出電流幾乎不衰減地接續(xù)到輸出負載R′L上。因此組合電路的電壓增益相當于負載為R′L的一級共發(fā)射極電路的增益。此外，這種組合電路的輸入電阻取決于共發(fā)射極組態(tài)，輸出電阻取決于共基極組態(tài)。第二十頁，共九十三頁，2022年，8月28日第二十一頁，共九十三頁，2022年，8月28日實際上，在這種兩級串接的組合電路中，后級的輸入電阻就是前級的輸出負載電阻，由于后級共基極組態(tài)的輸入電阻很小，致使前級共發(fā)射極組態(tài)的電壓增益很小，因此，組合電路的電壓增益主要由共基極組態(tài)提供。下面在分析這種組合電路的頻率特性時將會看到，利用接入共基極電路使共發(fā)射極組態(tài)的電壓增益小的特點，使這種組合電路特別適宜于高頻工作。

2.共集-共發(fā)組合放大電路共集-共發(fā)組合放大器的交流通路如圖2.4.10所示。圖中，V1管接成共集電極組態(tài)，V2管接成共發(fā)射極組態(tài)。這種組合電路又稱為達林頓電路，它的電壓增益由共發(fā)射極組態(tài)提供，而共集電極組態(tài)主要用來提高組合電路的輸入電阻。第二十二頁，共九十三頁，2022年，8月28日第二十三頁，共九十三頁，2022年，8月28日*3.3放大電路的頻率特性

我們前面討論分析電路時，都把電路看成純電阻性的，放大倍數與信號頻率無關。而在實際電路里，三極管本身就具有電容效應，電路中通常也含有電抗元件。在交流通路中,電抗元件對交流信號具有阻礙作用，使電壓有損耗，還能旁路電流，使通路電流減小，影響放大倍數；同時，電抗元件能使電流、電壓相位發(fā)生變化。電抗元件電抗大小與本身值有關，與交流信號頻率也有關。因而放大器對不同頻率的交流信號有不同的放大倍數和相位移。放大電路輸出電壓幅值和相位都是頻率的函數，分別稱為幅頻特性和相頻特性，合稱為頻率特性。第二十四頁，共九十三頁，2022年，8月28日圖2.5.1（a）是共發(fā)射極放大電路的幅頻特性曲線。由圖可見，在一個較寬頻率范圍內，頻率特性曲線是平坦的，放大倍數不隨信號頻率變化，這段頻率范圍稱為中頻，其放大倍數，用Aum表示，我們把放大倍數下降到Aum時對應的頻率叫做下限頻率fL和上限頻率fH，夾在上限頻率和上限頻率間的頻率范圍稱作通頻帶fBW。fBW=fH-fL（2.5.1）上式表征了放大電路對不同頻率輸入信號的響應能力。第二十五頁，共九十三頁，2022年，8月28日第二十六頁，共九十三頁，2022年，8月28日從圖2.5.1(b)所示的相頻特性曲線可知，對不同的頻率，相位移不同，中頻段為-180°，低頻段比中頻段超前，高頻段比中頻段滯后。為了反映出放大器的頻率特性，我們可以把電壓放大倍數用復數量表示。電壓放大倍數模與頻率的關系用Au(f)表示，輸出電壓與輸入電壓之間的相差φ與頻率的關系用φ(f)表示。那么有電壓放大倍數對于共發(fā)射極放大電路，電流放大倍數可用復數量表示為第二十七頁，共九十三頁，2022年，8月28日式中，為中頻放大倍數；fβ為截止頻率，它是=β0/時的頻率。通過以上分析可知，由于放大電路的通頻帶有一定限制，當輸入信號含有豐富的諧波時，不同頻率分量得不到同等放大，就會改變各諧波之間的振幅比例和相位關系，輸出波形將產生失真。第二十八頁，共九十三頁，2022年，8月28日由放大器對不同頻率信號的放大倍數大小不同所產生的失真叫幅頻失真，如圖2.5.2(a)所示；由放大器對不同頻率信號的相位移不同所產生的失真叫相頻失真，如圖2.5.2(b)所示。這兩種失真統(tǒng)稱為頻率失真。第二十九頁，共九十三頁，2022年，8月28日第三十頁，共九十三頁，2022年，8月28日

1.放大器中頻段的增益1)混合π型等效電路h參數等效電路用于高頻輸入信號下的晶體管時，四個參數是與頻率有關的復數，用起來很不方便。將晶體管內部各極間存在的電容效應包括在內，形成一個新等效電路，這就是混合π型等效電路,如圖2.5.3所示。圖中，rbb′代表基區(qū)體電阻，rb′e為發(fā)射區(qū)的體電阻與發(fā)射結的結電阻之和，rb′c為集電區(qū)的體電阻與集電結的結電阻之和，Cb′e為發(fā)射結電容，Cb′c為集電結電容。ub′e為發(fā)射結上的交變電壓，受控恒流源gmub′e表示了輸入回路對輸出回路的控制作用，其中gm表示單位的ub′e電壓在集電極回路所引起的電流變化，稱為跨導第三十一頁，共九十三頁，2022年，8月28日

第三十二頁，共九十三頁，2022年，8月28日在圖2.5.3（b）中，因為集電結處于反向偏置，所以rb′c很大，可以看作開路，因而得到簡化的混合π型等效電路如圖2.5.4（a）所示。rce通常比放大電路中集電極負載電阻Rc大得多，可以看作開路，而在中頻段可不計頻率影響，故可以去掉Cb′e和Cb′c，最后得到如圖2.5.4（b）所示的等效電路。將其與圖2.5.4(c)所示簡單等效電路相比較，并結合式(2.2.16)，可有rbe=rbb′+rb′e≈rbb′+及第三十三頁，共九十三頁，2022年，8月28日第三十四頁，共九十三頁，2022年，8月28日式（2.5.6)和式（2.5.7)表明，rb′e、gm等參數與工作點電流有關,ICQ愈大，則rb′e愈小，gm愈大；對于小功率管，rbb′約為幾十~幾百歐姆，rb′e為千歐姆數量級，gm約為幾十毫安/伏。Cb′c可以從手冊上查到；Cb′e可按下式計算：第三十五頁，共九十三頁，2022年，8月28日式中,fT為三極管的特征頻率,可從手冊中查到在進行電路分析時，我們希望把電路分為輸入回路和輸出回路，可用密勒效應把圖2.5.4(a)中Cb′c等效為兩個電容，如圖2.5.5所示。一個電容在輸入回路為另一個電容在輸出回路為上式中第三十六頁，共九十三頁，2022年，8月28日第三十七頁，共九十三頁，2022年，8月28日設集電極負載為Rc，則其中2)共發(fā)射極放大電路的中頻增益共發(fā)射極放大電路的混合π型等效電路如圖2.5.6所示，其中，C′b′e=Cb′e+(1+k)Cb′c。在中頻段C1的容抗遠小于串聯(lián)回路中的其它電阻，Cb′c和Cb′c的容抗又遠大于并聯(lián)支路的其它電阻，可以看成對交流開路。所以圖2.5.6電路可簡化為如圖2.5.7所示的電路形式。第三十八頁，共九十三頁，2022年，8月28日第三十九頁，共九十三頁，2022年，8月28日第四十頁，共九十三頁，2022年，8月28日在圖2.5.7所示電路中輸入電阻ri=Rb∥(rbb′+rb′e)(2.5.11)設p=(2.5.12)則ub′e=pui(2.5.13)uo=-gmub′eR′c=-gmpuiR′c又所以第四十一頁，共九十三頁，2022年，8月28日中頻電壓放大倍數Ausm=上式表明，中頻電壓放大倍數與頻率無關。

2.放大器的低頻段頻率特性所謂低頻段，是指工作頻率已低到電容C1和C2的容抗不能再忽略的程度，在電路中共發(fā)射極電路的輸入阻抗小，C1的容抗不可忽略；而C2的容抗相對于輸出電阻仍然可以忽略。另外，C′b′e和Cb′c的容抗大，仍可當作開路，所以，共射極放大電路低頻段的等效電路可簡化為如圖2.5.8所示的電路。根據圖2.5.8電路，用分析中頻的方法可得第四十二頁，共九十三頁，2022年，8月28日第四十三頁，共九十三頁，2022年，8月28日時間常數τL=(rs+ri)C1(2.5.16)第四十四頁，共九十三頁，2022年，8月28日下限頻率則低頻放大倍數由（2.5.18）式可得低頻增益與中頻增益的比第四十五頁，共九十三頁，2022年，8月28日上式又可用幅值和相移形式分別表示如下:當有第四十六頁，共九十三頁，2022年，8月28日fL為下限頻率，f=fL時輸出電壓相位比中頻輸出電壓相位超前45°，比輸入電壓滯后135°。由（2.5.18）和(2.5.19)兩式可知,f愈低，增益愈低；時間常數愈大，fL愈低，放大器低頻響應愈好。這與共發(fā)射極放大電路的頻率特性圖(圖2.5.1)是一致的。

3.放大器的高頻段頻率特性在高頻段時，由于電容的容抗減小，在電容C1上壓降可以忽略，但在并聯(lián)支路的Cb′c和C′b′e的影響變得突出了，必須考慮，所以在高頻段，共射極放大電路的等效電路可簡化為如圖2.5.9所示的電路。第四十七頁，共九十三頁，2022年，8月28日第四十八頁，共九十三頁，2022年，8月28日為了簡化電路，先比較輸入回路與輸出回路的時間常數，對輸入回路τ′=rb′e∥［rbb′+(Rb∥Rs)］C′b′e（2.5.20）C′π是根據密勒效應將Cb′e和Cb′c結合到輸入回路的等效電容。對輸出回路τ″=R′cCb′c一般情況下，τ′《τ″，所以相比之下Cb′c可忽略，再利用戴維南定理將輸入電路進行簡化，則圖2.5.9電路又可簡化為如圖2.5.10所示的電路。第四十九頁，共九十三頁，2022年，8月28日第五十頁，共九十三頁，2022年，8月28日R=rb′e∥［rbb′+(rs∥Rb)］p與ri的意義前面(2.5.11)及(2.5.12)式已說明又第五十一頁，共九十三頁，2022年，8月28日放大倍數上限頻率則第五十二頁，共九十三頁，2022年，8月28日當得f=fHfH為上限頻率。f=fH時，輸出電壓相位比中頻輸出電壓相位滯后45°，比輸入電壓滯后225°，依（2.5.23）和(2.5.24)式可知,f愈高，增益愈低；時間常數越小，fH愈高，放大器高頻響應愈好。這也與圖2.5.1所示的共射極放大電路的頻率特性相一致第五十三頁，共九十三頁，2022年，8月28日例2.5.1在圖2.5.11所示電路中,已知三極管為3DG8D,它的Cb′c=4pF，fT=150MHz,β=50。rs=2kΩ，Rc=2kΩ,Rb=1kΩ，C1=0.1μF;UCC=5V。試計算中頻電壓放大倍數,上限截止頻率,下限截止頻率及通頻帶。設C2的容量足夠大,對交流可視為短路，UBEQ=0.6V；三極管的rce無窮大。解(1)求靜態(tài)工作點。第五十四頁，共九十三頁，2022年，8月28日第五十五頁，共九十三頁，2022年，8月28日(2)計算中頻電壓放大倍數Ausm

rbe=rb′e+rbb′≈1.3+0.3=1.6kΩri=Rb∥(rbb′+rb′e)≈rbb′+rb′e=300+1300=1600kΩ=1.6kΩp=第五十六頁，共九十三頁，2022年，8月28日gm==0.0385mA/mV=38.5mA/V所以中頻電壓放大倍數Ausm=-(3)計算上限頻率。Cb′e≈Cb′e(1+k)=其中k=gmR′L=38.5×1.67=64.5所以C′b′e=41+(1+64.3)×4=302pFR=rb′e∥［rbb′+(Rs∥Rb)］第五十七頁，共九十三頁，2022年，8月28日其中Rs∥Rb==2kΩrbb′+(Rs∥Rb)≈0.3+2=2.3kΩrb′e=1.3kΩ所以τH=RC′b′e=0.83×103×302×10-12=0.25×10-6s=0.25μs所以上限頻率fH=第五十八頁，共九十三頁，2022年，8月28日（4）計算下限頻率。τL=(Rs+ri)C1=(2+1.6)×103×0.1×10-6=3.6×10-4s=0.36ms所以下限頻率fL=（5）計算通頻帶。fBW=fH-fL=0.63-440×10-6≈0.63MHz第五十九頁，共九十三頁，2022年，8月28日3.4放大電路設計舉例

3.4.1固定偏置放大電路的設計固定偏置放大器的設計，是按要求的技術指標，選擇電路中各元件型號和參數。

1.選擇三極管三極管是電路中的核心元件，根據給定指標對放大倍數的要求，選擇β值較大的管子。但β太大穩(wěn)定性不好，一般取β=50~100，并且要選ICEO較小的管子。根據給定指標對帶寬的要求，選擇的三極管截止頻率fβ要高于上限頻率fH,一般取fβ＞（2~3）fH。同時，最大管耗滿足PCM＞(1.5~2)Pcmax=(1.5~2)ICQ·，管子最大反壓U(BR)CEO＞UCC。第六十頁，共九十三頁，2022年，8月28日

2.選擇靜態(tài)工作點和計算集電極電阻Rc1）小信號電路小信號電路,工作點的選擇主要取決于放大倍數。ICQ和UCEQ的選擇范圍較寬,一般可?。篒CQ=1~3mAUCEQ=2~3Vrbe≈300+第六十一頁，共九十三頁，2022年，8月28日2)大信號電路大信號電路,要考慮動態(tài)范圍，靜態(tài)工作點要選在交流負載線的中點。根據交流負載線方程(2.2.7)式，有當iC=0時，uCE最大，為第六十二頁，共九十三頁，2022年，8月28日uCEmax=UCEQ+ICQR′L所以有得UCEQ=ICQR′L(2.6.3)又因UCEQ=UCC-ICQRc(2.6.4)設輸出最大電壓有效值為Uo，則第六十三頁，共九十三頁，2022年，8月28日（２.6.3）、（２.6.4）、２.6.5）三式聯(lián)立得又R′L=RL∥Rc=上兩式聯(lián)立得第六十四頁，共九十三頁，2022年，8月28日

3.選擇偏置電阻1)小信號電路對小信號電路，工程上一般取ICQ=1~3mA2)大信號電路ICQ=第六十五頁，共九十三頁，2022年，8月28日

4.選擇電容C1和C21)C1的計算下限頻率第六十六頁，共九十三頁，2022年，8月28日要求C1≥(3~10)式中輸入電阻ri≈300+2)C2的計算下限頻率fL=第六十七頁，共九十三頁，2022年，8月28日要求C2=(3~10)例2．6．1按下列技術指標，設計固定偏置放大器:（1）電源電壓UCC=12V；（2）電壓放大倍數Aum=40；（3）負載電阻RL=2kΩ；（4）輸入信號Us=10mV；（5）信號源內阻rs=200Ω；（6）頻帶寬度20~50kHz。解設計步驟有5步。第六十八頁，共九十三頁，2022年，8月28日

(1)選三極管。畫出電路圖如圖2.6.1所示。從給定的指標來看，要求設計的是小信號電壓放大器。通過查閱手冊選硅NPN型三極管3DG100M，技術參數ICEO≤0.01μA,=25～270，截止頻率fT≥150MHz，PCM=100mW，Icm=20mA，U(BR)CBO=20V，U(BR)CEO=15V。（2）確定靜態(tài)工作點，計算電阻Rc值。UCEQ=3Vrbe≈300+第六十九頁，共九十三頁，2022年，8月28日第七十頁，共九十三頁，2022年，8月28日rbe≈300+取標稱值Rc=820Ω。第七十一頁，共九十三頁，2022年，8月28日（4）檢驗技術指標。①放大倍數：|Aum|=為了保證Aum的要求，加大R′L，重選Rc標稱值，Rc=1.5kΩ，則這時UCEQ=UCC-ICQRc=12-3×1.5=7.5V第七十二頁，共九十三頁，2022年，8月28日②最大輸出電壓：Uo=Aum·Us=58×10=580mV=0.58VUom==0.82V＜UCEQ③最大集電極電流：UCEQ-Uom=UCC-ICmaxRc都符合要求，可以確定三極管為3DG100M，電阻Rc和Rb分別為1.5kΩ、180kΩ。第七十三頁，共九十三頁，2022年，8月28日（5）電容C1和C2的計算。①C1的計算：C1=取C1為20μF、25V的電解電容。②C2的計算：取C2為10μF、25V的電解電容。第七十四頁，共九十三頁，2022年，8月28日

3.4.2分壓式電流負反饋放大器的設計分壓式電流負反饋放大器設計就是選擇三極管、計算偏置電阻和電容等。為了便于說明，我們畫出電路圖如圖2.6.2所示,一般是給出負載電阻RL,電壓放大倍數Aum(或輸出電壓幅度Uom),上限頻率fH,下限頻率fL,輸入阻抗ri,信號源內阻rs,信號源電壓Us等。

1.三極管的選擇分壓式電源負反饋的穩(wěn)定性比固定偏置電路好。選擇三極管，與固定式偏置電路設計相同。第七十五頁，共九十三頁，2022年，8月28日第七十六頁，共九十三頁，2022年，8月28日

2.確定工作點，計算Rc（1）對小信號放大電路，計算方法與固定偏置電路相同。（2）對大信號放大電路，分析方法仍與固定偏置電路相同，只是加了射極電阻Re，因此在理想輸出特性和動態(tài)范圍內UCEQ=ICQR′LUCEQ=(UCC-UE)-ICQ·RcUo≤(設工作點在交流負載線中點)第七十七頁，共九十三頁，2022年，8月28日UE是發(fā)射極電位，由電路的穩(wěn)定要求來確定：在工程上如果是硅管,UE一般取3~5V，如果是鍺管,UE一般取1~3V。

3.計算偏置電阻Re、Rb1、Rb21）射極電阻Re的計算從電路熱穩(wěn)定性角度考慮，射極電阻Re愈大愈好。但Re過大會使射極電位過高，最大輸出電壓會減小，對小信號電路，一般取第七十八頁，共九十三頁，2022年，8月28日ICQ=1~3mA(2.6.15)UCEQ=2~3V(2.6.16)2)Rb1和Rb2的計算對分壓式負反饋偏置電路要求IRb≥(5~10)IBQ(2.6.17)取IRb=5IBQ,那么一般=25~100,則Rb2=(5~20)Re(2.6.19)第七十九頁，共九十三頁，2022年，8月28日由分壓原理可得Rb1≈

4.不接旁路電容的電阻R″e的計算依輸入電阻ri=Rb1∥Rb2∥［rbe+(1+β)R″e］近似運算得第八十頁，共九十三頁，2022年，8月28日5耦合電容C1,C2和旁路電容Ce的計算1）c1,c2的計算在第頻段時，有分析頻率特性知道下限頻率得一般取同樣分析科得第八十一頁，共九十三頁，2022年，8月28日2)Ce的計算不考慮C1和C2的阻抗，可畫出等效電路入圖2.6.3所示。第八十二頁，共九十三頁，2022年，8月28日忽略Rb1、Rb2和，則第八十三頁，共九十三頁，2022年，8月28日依頻率特性分析式（2.5.14），得可以證明中頻率輸出電壓中頻增益第八十四頁，共九十三頁，2022年，8月28日時間常數代入（2.6.25）時，得第頻率輸出電壓低頻放大倍數第八十五頁，共九十三頁，2022年，8月28日當得截止頻率得旁路電容如果考慮Rb1和Rb2,則第八十六頁，共九十三頁，2022年，8月28日式中如果例2.6.2按下列技術指標設計分壓式電流負反饋偏置音頻電壓放大器：（1）電源電壓UCC=12V;（2）電壓放大倍數Au=15;（3）負載電阻RL=5kΩ;第八十七頁，共九十三頁，2022年，8月28日（4）最大輸出電壓（有效