一種高精度電流檢測電路的設計與實現(xiàn)

一種高精度電流檢測電路的設計與實現(xiàn)

1電流檢測電路近年來，隨著便攜式數(shù)碼產(chǎn)品的快速發(fā)展，開關芯片得到了廣泛應用。市場在推動開關電源芯片技術發(fā)展的同時，也對開關電源芯片的性能提出了更高要求。電壓模式開關電源芯片基本上已經(jīng)被淘汰，取而代之的則是電流模式的開關電源芯片。這主要是由于電流模式的開關電源芯片與電壓模式相比，有補償網(wǎng)絡簡單、瞬態(tài)響應快、易于電流保護等優(yōu)點。而電流模式的開關電源芯片與電壓模式相比，增加了一個重要的電路模塊-電流檢測電路。本文基于對各種電流檢測電路優(yōu)缺點的分析，提出了一種基于并聯(lián)檢測管方法的電流檢測電路。該電流檢測電路通過增大環(huán)路增益，以及降低誤差源等方法，進一步提高了電流檢測精度，并且不會犧牲電路響應速度。本文已基于Chartered的0.35μm的3V/13.5VCMOS工藝，對該檢測電路進行了仿真與驗證。結果證明，該電流檢測電路與同類型電路相比，有著結構簡單、檢測精度高的優(yōu)點。2電流檢測電路電流檢測電路模塊主要用于檢測電感上的電流，文獻提出了許多電流檢測技術，包括利用串聯(lián)電阻、并聯(lián)檢測管以及對電感的電流積分等方法檢測電感電流。其中，電阻檢測技術由于是用外掛電阻進行電流檢測，所以精度較高，但是難以集成于芯片內(nèi)部，而且消耗功率較大。濾波器檢測技術檢測的是平均電流，而不是實時的電感電流，則難以完成過流保護的功能。而并聯(lián)檢測管因其具有較高精度，較低功耗，且易于集成芯片內(nèi)等優(yōu)點，所以在集成電路設計中，多是采用基于這種檢測技術的電流檢測電路。下面介紹傳統(tǒng)的基于并聯(lián)管檢測技術的電流檢測電路。該類電路主要分為兩種，分別是基于電流鏡結構與運算放大器結構的電流檢測電路。圖1是為基于電流鏡的電流檢測電路。其中，二極管D，電感L，電容Co，電阻Ro，還有功率管Mp構成了降壓轉(zhuǎn)換器拓撲結構。Ms是檢測管，Mcs與采樣電阻Rcs構成輸出檢測電流支路，檢測電壓Vsense輸出被轉(zhuǎn)換器的其他模塊使用。該電路基本原理：當S1關閉，S2打開的時候，檢測電流電路處于檢測狀態(tài)。由于IB1與IB2電流相等，即流過M1與M2電流相等，M1與M2的Vgs相等，迫使VA與VB的電壓相等。而Mp與Ms成一定的比例N，相當于兩個成N比例的電阻，并且由于VA等于VB，所以流過Mp電感電流IL與流過Mcs的檢測電流Isense成比例N。最終近似得出Isense=IL/N。當S1打開，S2關閉的時候，檢測電流處于等待狀態(tài)，Isense為0。這時兩條支路保持平衡，即相應電流以及各點電壓相等，為進入電流檢測階段做好準備。由于三極管電流鏡比CMOS管失配更加小，所以有部分電路采用三極管取代圖1中的M1與M2。圖2是基于運算放大器結構的電流檢測電路，工作原理與圖1基本相似，不同之處在于圖2所示的電流檢測電路是通過運算放大器的負反饋作用，使運放的兩個輸入VA與VB電壓相等。3電流檢測電路從前面對傳統(tǒng)電流檢測電路的分析，得知以上兩種結構都各自存在優(yōu)缺點。電流鏡結構雖然響應速度較快，但是電流檢測精度不夠。基于運算放大器的結構，雖然電流檢測精度較高，但是由于運算放大器帶寬的限制，使得響應速度較慢。正是基于速度和精度這兩個參數(shù)的折衷考慮，本文提出的電流檢測電路不采用運算放大器，而是利用鏡像管的襯偏效應增加電路環(huán)路增益，以及降低誤差源等方法，在保證達到響應速度的前提下，提高檢測電路的電流檢測精度。下面主要介紹本文提出的新型高精度電流檢測電路及其實現(xiàn)方法。整體具體電路實現(xiàn)如圖3所示，其中，二極管D，電感L，電容Co，電阻Ro，還有功率管Mp構成了升壓轉(zhuǎn)換器拓撲結構。Vbias以及Ibias，為整個電流檢測電路中的由M3,M4,M5,M6,M7,M8,M9,M10分別組成的共源共柵電流鏡結構提供偏置。檢測管Mcs與功率管Mp成1:5000的比例，而驅(qū)動信號Q通過控制開關管Ms1與Ms2來完成電路狀態(tài)的轉(zhuǎn)換。由于流過M11、M12、Q1與Q2電流相等，即M11與M12的Vgs，同樣，Q1與Q2的Vbe相等，所以迫使VA與VB的電壓相等，VC與VD電壓相等。與傳統(tǒng)結構電路不同的是，本電路把M11與M12的襯底分別連接在VB與VA上，以增加電路的環(huán)路增益，并且利用三極管Q1與Q2進一步減少電流檢測的誤差。由M7,M8,M13組成的電流支路則是輸出最終的檢測電流，供升壓轉(zhuǎn)換器的其他模塊使用，如斜率補償，過流保護模塊等。本文的電流檢測電路分為兩個工作階段，分別是電流檢測階段以及等待階段。在驅(qū)動信號Q為高電平時，如圖4所示，Mcs,Ms1以及功率管Mp導通，Ms2關斷，電路處于電流檢測階段。由于流經(jīng)M11與Q1,M12與Q2的兩路都等于Ibias，并且Vgs,Vbe都相等，所以VC與VD近似相等。而由于Ms與Mp管工作在深度線性區(qū)，相當于比例為1:5000的兩個電阻。并且由于Ibais為幾個μA的級別，與電感上高達100mA以上的電流相比是非常小的，所以，偏置電流的影響可以忽略。最終，可以把檢測電流引入到有M7,M8,M13組成的支路中，供升壓轉(zhuǎn)換器的其他模塊使用。在驅(qū)動信號Q為低電平時，如圖5所示，Ms1以及功率管Mp關斷，Mcs,Ms2導通，電路處于等待階段。這時候兩邊電路處于平衡狀態(tài)，并且由于M11與M12,Q1與Q2的工作狀態(tài)完全一樣，所以兩邊電流支路相應各點電壓都相等，這時檢測電流恒為0。本電路不需要檢測電感電流的時候，仍然浪費功耗，主要目的是保證在進入電流檢測階段之前，電路電流以及各點電壓處于預備狀態(tài)。否則，必然會影響到開始階段電流檢測的速度以及精度。下面主要介紹本電流檢測電路的特點。(1）鏡像CMOS管M11與M12采用襯底控制技術，增加環(huán)路增益。對M11與M12管采用襯底控制技術，把M11的襯底連到VB點，把M12的襯底連到VA點。這樣的連接方法主要利用M11與M12管的襯偏效應提高系統(tǒng)環(huán)路的增益，進而提高檢測電流的精度。同時，這種連接方法可以帶來另外一個好處，即由于M11與M12消耗的閾值電壓變低，使得該電流檢測電路可以工作在更低的工作電壓下，能夠滿足低電壓應用。(2）采用三極管Q1與Q2減少偏置電流對電流檢測精度的影響。在說明這個原理之前，有必要先推導出檢測電流的公式。電流檢測電路左邊支路，電流，電壓情況，電流檢測電路右邊支路，電流，電壓情況，電流檢測電路兩邊支路之間的關系，其中，RCS,RS1,RP分別是Mcs、Ms1、Mp的等效電阻，IE1,IE2,IB1,IB2，β1，β2分別為Q1、Q2對應的發(fā)射極電流，基極電流以及電流放大系數(shù)。聯(lián)立（1）(2）(3）(4）(5），得出：由于Mcs與Ms1,Q1與Q2都是對應匹配的晶體管，則有由于β2-IB21遠遠小于電感電流IL，則有由于采樣管Mcs與功率管Mp是以N的比例進行匹配，則得最后得電流檢測公式，為：由公式（6）到（7）的推導可以知道，是在認為三極管基極電流遠遠小于電感電流的情況下近似得來的。而在低電流的時候，電流檢測精度將受到較大的影響，正如圖1傳統(tǒng)的電流檢測電路所示。本電路則通過加入Q1與Q2使得偏置電流占電感電流的比例進一步減少到約為原來的（β+1）倍，從而使得到式（8）的左右兩邊更加接近，從而克服了在低電流的時候，電流檢測精度不高的缺點。4模擬與分析結果4.1試驗1:節(jié)點電流檢測仿真測試條件為：Vdd=5V,temp=27℃，f=1MHz，其中，電感電流從100mA變化到500mA。如圖6所示，分別為傳統(tǒng)電流檢測電路與本電路的電流檢測瞬態(tài)波形圖對比。在各種工藝角下，仿真出