驅(qū)動學(xué)習(xí)進階一開關(guān)電源原理入門

第一部分：功率電子器第一節(jié)第一部分：功率電子器第一節(jié)：功率電子器件及其應(yīng)用要近年來，隨著應(yīng)用日益高速發(fā)展的需求，推動了功率電子器件的制造工藝的研究和致來講，功率器件的發(fā)展，體現(xiàn)在如下方面：晶體管時，速度可以到幾十千赫；使用MOSFET和IGBT，可以到幾百千赫；而采用MOSFETIGBT，IGBT獲得了更多的使用，開始全面取代可控硅來做為新一．整流二極管：高效超快速二極管。0.8-1.2V，適合小功率，12V左右電源。單管形式。電流系數(shù)：10-30圖1-1：1是這種器件的內(nèi)部典型結(jié)構(gòu)`圖1-2：是這種器件的內(nèi)部典型結(jié)構(gòu)`圖1-2：這種器件的制造水平是1800V/800A/2KHz、600V/3A/100KHz左右（參考）可控硅目前的研制水平在12KV/8000A左右（參考）頻率為1KHz左右。四．功率又叫功率場效應(yīng)管或者功率場控晶體管適合低100V以下，是比較理想的器五．又叫絕緣柵雙極型晶體管這種器件的特點是集MOSFET與GTR的優(yōu)點于一身。輸入阻抗高，速度快，熱穩(wěn)定性目前這種器件的兩個方向：一是朝大功率，二是朝高速度發(fā)展。大功率IGBT模塊達到1200-1800A/1800-3300V的水平（參考）。速度在中等電壓區(qū)域（370-600V），可150-180KHz它的電流密度比MOSFET大，芯片面積只MOSFET40%。但速度比MOSFET低IGBT經(jīng)成為現(xiàn)代功率電子器件的主流。因此，我們下面的重點也是這兩種器件。第三節(jié)：功率場效應(yīng)MOSFET功率場效應(yīng)管又叫功率場控晶體管2一．原理半導(dǎo)體結(jié)構(gòu)分析略。本講義附加了相一．原理半導(dǎo)體結(jié)構(gòu)分析略。本講義附加了相關(guān)資料，供感興趣的同事可以查閱實際上，功率場效應(yīng)管也分結(jié)型、絕緣柵型。但通常指后者中的MOS（MetalOxideSemiconductorFieldEffectTransistor）。它又分為N溝道、P溝道兩種。器件符號如下：1-3：MOSFET和普通MOS管一樣，它也有：耗盡型：柵極電壓為零時，即存在導(dǎo)電溝道。無論VGS正負都起控制作用增強型：需要正偏置柵極電壓，才生成導(dǎo)電溝道。達到飽和前，VGS正偏越大，IDS大二．特點這種器件的特點是輸入絕緣電阻大（1萬兆歐以上），柵極電流基本為零適合低100V以下，是比較理想的器目前的研制水平在1000V/65A左右（參考）（1）移特性ID隨UGS變化的曲線，成為轉(zhuǎn)移特性。從下圖可以看到，隨著UGS的上升，跨導(dǎo)將越來高1-4：MOSFET3（2）輸出特性（漏極特性（2）輸出特性（漏極特性1-5：MOSFET它具有負溫度系數(shù)，結(jié)溫每增加45度，閾值電壓下降10%。MOSFET的一個明顯特點是三個極間存在比較明顯的寄生電容，這些電容荷積聚較慢。隨著電壓增加，電荷快速4圖1-6：圖1-6：漏源通態(tài)電阻Ron：這是MOSFET必須考慮的一個參數(shù)，通態(tài)電阻過高，圖1-7：正向偏置安全工作區(qū)CCGGEE1-8：IGBTE51-9：IGBT了一起。因而同時具備了MOS管、GTR的優(yōu)點。1-9：IGBT了一起。因而同時具備了MOS管、GTR的優(yōu)點。1-10：IGBT1-11：IGBTI6由上圖可以看到，IGBT通態(tài)電壓在電流比較大時，Von要小于MOSFET。由上圖可以看到，IGBT通態(tài)電壓在電流比較大時，Von要小于MOSFET。IGBT1002倍。1-13：IGBT壓、電阻Rg相關(guān)，電壓越高，di/dt越大，電阻越大，di/dt越小。第二部分：開關(guān)電源基第一節(jié)：開關(guān)電源的基本控制原7輸入電變換電輸出電PM電路（控制電圖2-1：根據(jù)控制類型不同，PM（脈沖調(diào)制）電路可能有多種形式。輸入電變換電輸出電PM電路（控制電圖2-1：根據(jù)控制類型不同，PM（脈沖調(diào)制）電路可能有多種形式。這里是典型（一）輸入電路線性濾波電路、浪涌電流抑制電路、整流電路把交流變?yōu)橹绷饔须娙葺斎胄汀⒍罅魅斎胄蛢煞N，開關(guān)電源多數(shù)為前者（二）．變換電路驅(qū)動方式：自激式、他激式變換電路：隔離型、非隔離型、諧振型功率器件：最常用的有GTR、MOSFET、IGBT分無抽頭、帶抽頭。半波整流、倍流整流時，無須抽頭，全波時必須有抽頭（三）．控制電路向驅(qū)動電路提供調(diào)制后的矩形脈沖，達到調(diào)節(jié)輸出電壓的目的等采樣電路：采取輸出電壓的全部或部分8V/F變換：把誤差電壓信號轉(zhuǎn)換為頻率信號。LSC2-2：BuckV/F變換：把誤差電壓信號轉(zhuǎn)換為頻率信號。LSC2-2：BuckUo/Ui=1/（1-LSC2-9這個電路的開關(guān)管和負載構(gòu)成并聯(lián)。在S通時，電流通L平波S這個電路的開關(guān)管和負載構(gòu)成并聯(lián)。在S通時，電流通L平波SLC圖2-4：Buck-所以，這里的L是用于傳輸能量的器件。TRS2-5：CukS，VD斷，C1L2、C2波對負載放電，L1續(xù)充電。這里C1用于傳遞能量，而且輸出極性和輸入相反LTR圖2-6號，再經(jīng)L、C濾波，送給負載。由于電L在開關(guān)之后，所以當(dāng)變比1時，它實際上類似于降壓變2-6給出了半橋型變換器的電路圖當(dāng)S1S2輪流導(dǎo)通時，一次側(cè)將通過電源-S1-T-C2-電源及電源-C1-T-S2-電圖2-6號，再經(jīng)L、C濾波，送給負載。由于電L在開關(guān)之后，所以當(dāng)變比1時，它實際上類似于降壓變2-6給出了半橋型變換器的電路圖當(dāng)S1S2輪流導(dǎo)通時，一次側(cè)將通過電源-S1-T-C2-電源及電源-C1-T-S2-電源同樣地，這個電路也相當(dāng)于降壓式拓補結(jié)構(gòu)LCTCR圖2-7LTCR圖2-8S1、S3S2、S4兩兩輪流導(dǎo)通時，一次側(cè)將通過電源-S2-T-S4-電源及電直流信號，再經(jīng)L、C濾波，送給負載。這個電路也相當(dāng)于降壓式拓補結(jié)構(gòu)下圖為正激式變換器LTCR S圖2-9：當(dāng)S導(dǎo)通時，原邊經(jīng)過輸入電源-N1-S-輸入電源，產(chǎn)生電流。當(dāng)S斷開時，N1能量N3，N3-電源-VD3向輸入端釋放能量，避免變壓器過飽和。VD1用于整流，VD2用于S斷開期間續(xù)流。5．Cuk隔離型C12TSR2-10Cuk當(dāng)S導(dǎo)通時，Ui對充電。當(dāng)S斷開時，Ui+EL1對圖2-9：當(dāng)S導(dǎo)通時，原邊經(jīng)過輸入電源-N1-S-輸入電源，產(chǎn)生電流。當(dāng)S斷開時，N1能量N3，N3-電源-VD3向輸入端釋放能量，避免變壓器過飽和。VD1用于整流，VD2用于S斷開期間續(xù)流。5．Cuk隔離型C12TSR2-10Cuk當(dāng)S導(dǎo)通時，Ui對充電。當(dāng)S斷開時，Ui+EL1對期間，C12的反壓將使VD關(guān)斷，并通過L2、C2 這里C12明顯是用于傳遞能量的，所Cuk路是電容傳輸變換電能量回饋型電流變換器電路如下圖所示TR圖2-11：S2開期間，使得變壓器能量轉(zhuǎn)N3組，通VD3饋到輸入端。（上圖懷N3同名端反了。S1TCRL圖2-12：升壓型電流變換器電蓄能量。當(dāng)一側(cè)開關(guān)斷開時，電感電動勢和Ui疊加在一起，對另一側(cè)放電。因此，L有升在脈沖調(diào)制電路中，加入R、L蓄能量。當(dāng)一側(cè)開關(guān)斷開時，電感電動勢和Ui疊加在一起，對另一側(cè)放電。因此，L有升在脈沖調(diào)制電路中，加入R、L諧振電路，使得流過開關(guān)的電流及管子兩端的壓降為§2-3-1．電路的諧振現(xiàn) 而此Uc、UL是輸入電壓UQ。Q越大，振蕩越強。二、并聯(lián)電路的諧而此Uc、UL是輸入電壓UQ。Q越大，振蕩越強。二、并聯(lián)電路的諧1．導(dǎo)納角等于零，電路呈純電阻性，因而電路端電壓U和電流I2．此時的導(dǎo)納最小，電路電流有效值達到最小3．諧振頻率。由于并聯(lián)諧振時，L、C電流彼此抵消，因此也稱為電流諧振。從外部看，L、部分類似于開路，L、C各自有效電流卻達到最大§2-3-2．諧振式電源的基本原但諧振開關(guān)電源可以達到1M以上。因素可以達到0.95以上，甚至接近于1。從而大大抑制了對電網(wǎng)的污染。這種開關(guān)電源又分為ZCS——零電流開關(guān)。開關(guān)管在零電流時關(guān)斷ZVS——零電壓開關(guān)。開關(guān)管在零電壓時關(guān)斷SSS圖2-13：電流諧振式開關(guān)電電壓諧振式開關(guān)電 ZVS壓諧振開關(guān)中，Lr、Cr成的Cr諧振S，我們可以控制開關(guān)在電壓過零時進行切換。這個諧振電路的電壓是正弦波Is近矩形波。ZVS壓諧振開關(guān)中，Lr、Cr成的Cr諧振S，我們可以控制開關(guān)在電壓過零時進行切換。這個諧振電路的電壓是正弦波Is近矩形波。以上開關(guān)電源是半波的，當(dāng)然也可以設(shè)計成全波的。所以又有半波諧振開關(guān)和諧振開關(guān)的區(qū)分§2-3-3．諧振開關(guān)的動態(tài)過程實際上，諧振開關(guān)中的所謂“諧振”并不是真正理論上的諧振，而是L、C電路在送電一、零電流開實際的零電流開關(guān)諧振部分拓補又LM型。如下面兩組圖形所示SSS2-14：L型零電流諧振開關(guān)（中半波，右全波SSS圖2-15：M型零電流諧振開關(guān)（中半波，右全波這里的L1用于限di/dt，C1用于傳輸能量，在開關(guān)導(dǎo)通時，構(gòu)成串聯(lián)諧振。S 2-16：Buck型準(zhǔn)S 2-17：BuckZCS變換器（M型這里，我們分析一下L型電路的工作S 2-17：BuckZCS變換器（M型這里，我們分析一下L型電路的工作ω0=1/√L1C1特性阻抗Z0=√L1/C1）在S導(dǎo)通前處于續(xù)流階段。此時VVD2=VC1=0。S導(dǎo)通時0上升由于續(xù)流沒有結(jié)束，此時初始VL1=Vi由VL1=Vi=L1di/dt，且L1初始電流為0， 到t1時刻，達到負載電流I0，因此：在電流i1上升期間，當(dāng)i1小于I0時，由于i1無法供應(yīng)恒流I0，續(xù)流過程將維持。當(dāng)時，將以i1-I0對充電，VD2開始承受正壓，VD2電流下降并截止。L1、C1振，i1因諧振繼續(xù)上升。i1=I0iC1=I0+Vi/Z0*sinω0(t- 其中，iC1為諧振電流VC1=Vi-VL1=Vi-(t-Vi[1-(t-t1)]---2、3，可以看出諧振階段ta前，i1、VC1是時間的正弦函數(shù)；如為全波開關(guān)，有一段時間的阻尼振蕩波恢復(fù)階段（t2-I0=-故：V恢復(fù)階段（t2-I0=-故：VC1=VC1（t2）-I0（t-t2）/C1 式4續(xù)流階段（t3-當(dāng)電容放電到零后，VD2壓消失而導(dǎo)通，對續(xù)S，重新開始線性階段SSttttttttt0 t2t0全波圖2-18：ZCS綜合以上分析過程，我們可以看出，該拓補諧振結(jié)構(gòu)只能實現(xiàn)PFM調(diào)節(jié)，而無法實現(xiàn)PWM。原因是脈沖寬度僅受諧振參數(shù)控制。要實現(xiàn)PWM，還需要增加輔助開關(guān)管。這在本節(jié)§2-3-4．軟開關(guān)技術(shù)及常見軟開關(guān)拓補簡相對于軟開關(guān)，普通開關(guān)電源的轉(zhuǎn)換器也叫硬開關(guān)2一、PWM換1．零電流開關(guān)變換S1CSR02-19：BuckZCS-PWM變換一、PWM換1．零電流開關(guān)變換S1CSR02-19：BuckZCS-PWM變換2）正向諧振階段（S1、導(dǎo)通-關(guān)斷）：當(dāng)ILR=Io時，因CR開始產(chǎn)生電壓，VD在到最大值，而ICR為零，S2關(guān)斷，UCR和ILR將被保持，無法繼續(xù)諧振。反向諧振階段（S1導(dǎo)通-關(guān)斷、S2導(dǎo)通）：當(dāng)需要關(guān)斷S1時，可以控制重新打開S2，此時在LR作用下，S2電流為0。諧振再次開始，當(dāng)ILR反向諧振到0時，S1可在零電5）恢復(fù)階段（S1關(guān)斷、導(dǎo)通）：此后在Io作用下，衰減到06）續(xù)流階段（S1關(guān)斷、S2導(dǎo)通-關(guān)斷）：UCR0，VD自然導(dǎo)通開始續(xù)流由于VD的短路作用，S2可在此后至下一周期到來前以零壓零電流方式完成關(guān)斷載、輸入等將影響ZCS工作狀態(tài)。2．零電壓開變換CRR02-20：BoostZVS-PWM變換上面是Boost型零電壓諧振變換器。在每次S1通前，首先輔助開關(guān)管S2通，使可以實現(xiàn)零關(guān)斷。S1、S2的配合控制，實現(xiàn)軟開關(guān)下的PWM調(diào)節(jié)。2-20：BoostZVS-PWM變換上面是Boost型零電壓諧振變換器。在每次S1通前，首先輔助開關(guān)管S2通，使可以實現(xiàn)零關(guān)斷。S1、S2的配合控制，實現(xiàn)軟開關(guān)下的PWM調(diào)節(jié)。3PWM的漏電感，LM是變壓器的激磁電感。CR為S1、S2的結(jié)電容。這個電路巧妙地利用電路的生LR、CR產(chǎn)生諧振而達到ZVS條件。同時，CR有電壓鉗位作用，防止在關(guān)斷時過壓S2S1進行軟開關(guān)。該電路具體工CS2-21：有源鉗位ZVS-二、PFM變換器相對簡單，但由于它工作頻率不穩(wěn)定，因此一般用于負載及輸入電壓相對穩(wěn)定的場合1．BuckS1I0R02-22：Buck型ZCS準(zhǔn)諧振變換ZCS零來實現(xiàn)S1S1（即頻率）來實現(xiàn)PFM。2．Buck零電壓開關(guān)變換SLRI0CSCRRC0R諧振階段1（S導(dǎo)通-關(guān)斷）：隨著CR電壓的上升，VD逐步承受反壓關(guān)斷。LR、CR開始諧振，可以選擇某一時刻關(guān)斷S，關(guān)斷時兩端電壓為0。諧振階段2（S關(guān)斷）：此后，LR、CR、CS共同諧振。當(dāng)CR電壓諧振到過零時，VD流諧振階段3（S關(guān)斷-導(dǎo)通）：續(xù)流期間，LR、CS繼續(xù)諧振。當(dāng)CS電壓過零時，可以重新開通S。三、PS軟開關(guān)變換C1C、C2C是開關(guān)管結(jié)電容或并聯(lián)電容，LR為變壓器的漏電感，LS為串聯(lián)的飽和電感，Cb為阻斷電容VD1-VD4用做續(xù)流二極管如果把LS、Cb去掉，在S3、S4兩端并聯(lián)兩個諧振電容，就構(gòu)成了移相全橋零電壓變換器圖2-24：移相全橋零電壓零電流變換2這個電S的關(guān)斷時刻來達PFM調(diào)節(jié)移相全橋變換器。這個電路同樣是通過諧振在零壓時開關(guān)S1、S3，而在零電流開關(guān)S2、移相全橋變換器。這個電路同樣是通過諧振在零壓時開關(guān)S1、S3，而在零電流開關(guān)S2、下面是該電路的工作過程要點分析如下圖2-25：不對稱移相全橋零電壓零電流變換S1關(guān)斷時，C1充電，C2放電，原邊電流方向不變。由于C1上升是漸進的，所以S1屬于零壓關(guān)斷。當(dāng)C2放電過零，VD2開始反向?qū)〞r，可以控制S3導(dǎo)通，因此S3為零壓導(dǎo)S3Sc導(dǎo)通。此時，Cc電壓被瞬間接壓也迅速降低。使得C3電壓反向加到S4上，促使S4在零電流下關(guān)斷。第四節(jié)：其它軟開關(guān)技術(shù)應(yīng)用及發(fā)展概一PWM恒頻PWM調(diào)節(jié)。二一PWM恒頻PWM調(diào)節(jié)。二這項技術(shù)的關(guān)鍵是用簡單的電路結(jié)構(gòu)來實現(xiàn)dv/dt、di/dt的降低，從而有效地完成ZVS、ZCS控制，以消除電路中的有源部分。三．DC/DC換四．軟開關(guān)逆變五．三電平電六12第三部分：不二越開關(guān)電第一節(jié)：不二越開關(guān)電源集成控制芯§3-1-1．芯片管腳排列及說個芯片是M51995AP的擴展。ON：ON：ON端CF：OFFCT：斷續(xù)方式工作檢測電容端GND：芯片地CLM－：負壓過流檢測端CLM3-2：M51995APF§3-1-2．芯片基本特性M51995A是MITSUBISHI公司推出的專門為AC/DC變換而設(shè)計的離線式開關(guān)電源初級PWMMOSFET。M51995A不僅具有高500kHz工作頻率；起動電流小，典型值為90μA；電源：12-36V起動電流小，典型值為90μA；電源：12-36V振蕩頻率設(shè)置電阻：Ron：10-75K，Roff：2-30K受最大功耗限制，高溫區(qū)（85）受最高允許溫度限制。25-85§3-1-3．芯片工作原理分一．芯片原理圖3-10：振蕩電路的等效電路如圖22于恒流源的充放如圖3-11，當(dāng)開關(guān)S1閉合時，將對CF進行充電。充電電流由Ron控制，調(diào)整過程如圖3-11，當(dāng)開關(guān)S1閉合時，將對CF進行充電。充電電流由Ron控制，調(diào)整過程集電極電流（充電電流）；反之，Ron減小時，CF充電電流增大。RoffV3——V3集電極電流也隨之減小，V3兩端壓降增大——此時，V2對管集電極電位下降——圖中，V2、V3對管的集電極連接到基極，實際上變成了二極管。V4V2的對管的有源負載，并和V3共同提供V2基極偏置電流。為三角波的下降時間其中，VT-ON≈4.5V，VOSCH≈4.4V，VOSCL≈2.0V，VVFO≈0.4V其中，VT-ON≈4.5V，VOSCH≈4.4V，VOSCL≈2.0V，VVFO≈0.4V在3-下面，給出了振蕩頻率/CF、占空比3-14：占空比3．VFVFVF也變低，使得Cf放電電流減小，死區(qū)時間（放電時間）也相應(yīng)變長，從而進一步降低占空VFVF也變低，使得Cf放電電流減小，死區(qū)時間（放電時間）也相應(yīng)變長，從而進一步降低占空與從振蕩器輸出的控制信號邏輯組合后輸出。各點波形如圖3-17所示。故B、C、D、E各點并增加噪聲電壓。該芯片通過改進的圖騰柱電路，穿透電流由常規(guī)的1A左右降低到了C 在圖3-17中，并增加噪聲電壓。該芯片通過改進的圖騰柱電路，穿透電流由常規(guī)的1A左右降低到了C 在圖3-17中，如果A點波形和三角波的上升沿相交之前電流限制端CLM＋或CLM－的電濾波器，如圖3-19所示。3-Vout控制電路開始工作，即輸出高電平。圖3-21為時序圖。約3V的臨界值時，斷續(xù)方式電路開始工作。3-約3V的臨界值時，斷續(xù)方式電路開始工作。3-閉合而SBA斷開時，CT15μA的電流放電，所以CT端呈三角波。只有在CT圖3-25CTDET端可被用來控制輸出電壓。DET和F/B端之間的電路與并聯(lián)型可調(diào)DET端可被用來控制輸出電壓。DET和F/B端之間的電路與并聯(lián)型可調(diào)電壓基DET時運放具有吸收電流能力，低于2.5V輸出為高阻。DET和F/B有反相特性，它DETON/OFFQ4基極接了恒流源，它具有遲滯特性，所現(xiàn)誤動作。在過壓保護（OVP）OFF下，芯片的工作電流均由起動電路提供3-28以直接接地圖3-29Vcc/Icc特性圖，此時，可以通壓VccOVPQ2當(dāng)OVPOVPQ2當(dāng)OVP端高于750mV的閾值電壓時芯片進入過壓保護狀態(tài)（OVP），芯片停止。為了復(fù)位，須使（9V）端電壓低于閾值或使VCC低于OVP復(fù)位供電電I2在必須輸入大于I2800微安到8mA的電流，才能觸發(fā)OVP工作。在OVP用期間，Icc20R1偏置來實現(xiàn)。3-31OVPVcc/IccOVP電流在不作用時，就是I2；當(dāng)作用時，約等于I2+Ic2。如果需OVP電位一直保持，則在OVP和地之間不要接電容§3-1-4．典型應(yīng)用實3-323-33M51995AP§3-1-4．典型應(yīng)用實3-323-33M51995AP（Ron10k到75k，Roff推薦2k30k；電源電壓推薦12V17V；流過R1起電阻的起動電流推薦圖中，F(xiàn)/B為電壓反饋，基準(zhǔn)電源431流互感器A。電源可由右下部外部信號進行開關(guān)圖第二節(jié)第二節(jié)：不二越電源電路分§3-2-1．不二越電源電路原理從整個電路結(jié)構(gòu)看它使用了最簡單的單管結(jié)構(gòu)開關(guān)管使用了MOSFET器件，開關(guān)管型號：2SK1939（2501），富士電機產(chǎn)品，N溝道，電壓600V，8A，功率100W。電路使用線性光電耦合器從輸出端引回F/B電壓及OVP過壓反饋，F(xiàn)/B圖3-34、圖3-35是該電源的原理圖。電源輸出電壓為5VDCL NGG+—G圖L NGG+—G圖V1i0000 340500C 80E0?圖V1i0000 340500C 80E0?圖L NC12GG圖3-36：L11C14、C15、C18J21為短路線，TH163475MOSFETDC,去電流極限00圖3-37：L NC12GG圖3-36：L11C14、C15、C18J21為短路線，TH163475MOSFETDC,去電流極限00圖3-37：啟動電路是由輸入整流電源提供芯片Vcc電源的電路。一般可以從隔離變壓器原邊或者第三邊提供。典型值為12-17V這里的隔離變壓器T11的1、3繞組為原邊主繞組，4、5為輔助繞組，6、7為副邊輸出繞組。D1457為NPN硅三極管。電源去耦電容建議為10—47uF，啟動電流不少于300uA。該電路由第三邊（輔助繞組啟動電路是由輸入整流電源提供芯片Vcc電源的電路。一般可以從隔離變壓器原邊或者第三邊提供。典型值為12-17V這里的隔離變壓器T11的1、3繞組為原邊主繞組，4、5為輔助繞組，6、7為副邊輸出繞組。D1457為NPN硅三極管。電源去耦電容建議為10—47uF，啟動電流不少于300uA。該電路由第三邊（輔助繞組供電，與常規(guī)的芯片啟動電路有較大差別。1及前面的兩個二極管用于獲得相對穩(wěn)定的集電極直流偏壓，AC點用于提供其它輔助控制的上圖中發(fā)射極下偏置18K電阻實際上是通過0歐電阻接到芯片7腳，705腳（熱沉端）接地的。VccR1R2共同決定了電路3-38：推薦的典型啟動電?3-39：芯片振蕩器外03-40：電源反饋比較及鎖存電oF/BIF/VUT下面展示了OVPVFDET、電壓反F/B等的外部接線方法。03-40：電源反饋比較及鎖存電oF/BIF/VUT下面展示了OVPVFDET、電壓反F/B等的外部接線方法。VoutVF端，用于過流保護，作用和前面芯片分析中所分析相同。不同的是，它同時從第三邊引出反VFVout端引出是一樣的。OVP電平750mV，芯片進入保護狀態(tài)。A，去啟動4C,去電流極限去MOSFET從輸出001從輸出3-41：過流、過壓保護電該端被直接接地，因此DETDET2.5VDC由于隔離變壓器原邊開關(guān)管是單向驅(qū)動的，所以只做正極電平750mV，芯片進入保護狀態(tài)。A，去啟動4C,去電流極限去MOSFET從輸出001從輸出3-41：過流、過壓保護電該端被直接接地，因此DETDET2.5VDC由于隔離變壓器原邊開關(guān)管是單向驅(qū)動的，所以只做正極限保護可。變壓器第三邊繞組單向脈動信號經(jīng)過二極管整流RC濾波，送CLM+Ω2C4543-42：電流極限保護常規(guī)情況下，CLM＋或CLM－的電壓超過閾值（＋00mV/－200V）03-43：通斷控制及熱沉端電5、6、15、16腳內(nèi)部是短接的，四個熱沉端通過5腳接地。本電源CT2C4543-42：電流極限保護常規(guī)情況下，CLM＋或CLM－的電壓超過閾值（＋00mV/－200V）03-43：通斷控制及熱沉端電5、6、15、16腳內(nèi)部是短接的，四個熱沉端通過5腳接地。本電源CT（14）被接地，即斷續(xù)電路不起作用。 5 7 2MOSFET器原邊繞組1-3RC46+22718203去反饋電3-44：芯片輸出及隔離電+—3-45：輸出電路原理2MOSFET器原邊繞組1-3RC46+22718203去反饋電3-44：芯片輸出及隔離電+—3-45：輸出電路原理從輸出電路看，這是一個Buck（降壓）式開關(guān)電源。實際輸出為電源輸出電壓由光電1、基準(zhǔn)電源器件及電位器部分來控制，調(diào)節(jié)電位器可以在一定范圍內(nèi)調(diào)整輸出電壓。具體電源基準(zhǔn)的使用方法，后2OVP信號，穩(wěn)壓管的穩(wěn)壓值決定了OVP保護動作點。LTS3-46：不二越電源的變換器等效電R1112從輸出電路看，這是一個Buck（降壓）式開關(guān)電源。實際輸出為電源輸出電壓由光電1、基準(zhǔn)電源器件及電位器部分來控制，調(diào)節(jié)電位器可以在一定范圍內(nèi)調(diào)整輸出電壓。具體電源基準(zhǔn)的使用方法，后2OVP信號，穩(wěn)壓管的穩(wěn)壓值決定了OVP保護動作點。LTS3-46：不二越電源的變換器等效電R11122L4R3CR4第四部分：其它電源控制芯片及其應(yīng)用電M51995芯片及其應(yīng)第四部分：其它電源控制芯片及其應(yīng)用電M51995芯片及其應(yīng)UCUnitorde§4-1-芯4-1Cv，Rm，Ra管+-圖4-OUT1：輸出端1。其實，UC1861-UC1868UnitordeZVSZCS ZVS壓控振蕩器，頻率10kHz-1MHz，一般使用50-500kHz低啟動電流，典型值150uA誤差放大5VDC +零點比較 制 4-壓鎖定器、5VDC電壓發(fā)生器、故障比較器、故障鎖存器、延遲鎖存器、ZVS壓控振蕩器，頻率10kHz-1MHz，一般使用50-500kHz低啟動電流，典型值150uA誤差放大5VDC +零點比較 制 4-壓鎖定器、5VDC電壓發(fā)生器、故障比較器、故障鎖存器、延遲鎖存器、欠壓鎖定電路VccVcc5DC發(fā)輸出級1A。這兩個輸出可以并聯(lián)使2A。這里給出UC1864 +-TFAULTRaRL1、C3、C2L1、C3VD3欠壓鎖定電路VccVcc5DC發(fā)輸出級1A。這兩個輸出可以并聯(lián)使2A。這里給出UC1864 +-TFAULTRaRL1、C3、C2L1、C3VD3MOS關(guān)管DS之間壓降被MOS關(guān)管DS之間壓降被R6R7分壓后取回做ZERO控制Lr的作用，開關(guān)管的開通是在零電C7用于鉗位。晶體管T用于在過壓時（采樣點超過5+0.7VDC），ZERO點電位拉到0.3VDC，使開關(guān)管關(guān)斷?！?-1-2．UC384210VDC1．單輸出級，可以驅(qū)動MOS、晶體管。500kHz低啟動和工作電流，啟動電流小于1mA，工作電流15mA。 內(nèi)部框圖如圖4-5 TS RR4-內(nèi)部包括振蕩器、誤差放大器、電流比較器、PWM鎖存、5VDC較基準(zhǔn)。該電源還可以提供外部5VDC/50mA。之間。頻率f=1.8/(CTRT)。最大500kHz。誤差放大器：由UFB端輸入的反饋電壓和2.5VDC做比較，誤差電壓輸出電路內(nèi)部框圖如圖4-5 TS RR4-內(nèi)部包括振蕩器、誤差放大器、電流比較器、PWM鎖存、5VDC較基準(zhǔn)。該電源還可以提供外部5VDC/50mA。之間。頻率f=1.8/(CTRT)。最大500kHz。誤差放大器：由UFB端輸入的反饋電壓和2.5VDC做比較，誤差電壓輸出電路：圖騰柱輸出結(jié)構(gòu)，電路1A，驅(qū)動MOS管及雙極型晶體管。電流取樣比較器：3腳ISENSE用于檢測開關(guān)管電流，可以用電阻或-VREFRTR 器主繞組，C2、R3可以提供變壓器原邊泄放通路。輸出經(jīng)整流、濾波送負VccR2從原邊電壓Vi提供。Vcc同時也作為輔助反饋繞組Vcc分壓提取的。C6、R7構(gòu)成信號的有源濾波。開關(guān)管電流被R10R9、C7ISENSE閾值1VDC時，確認過載，關(guān)斷電源輸出。M51995和-VREFRTR 器主繞組，C2、R3可以提供變壓器原邊泄放通路。輸出經(jīng)整流、濾波送負VccR2從原邊電壓Vi提供。Vcc同時也作為輔助反饋繞組Vcc分壓提取的。C6、R7構(gòu)成信號的有源濾波。開關(guān)管電流被R10R9、C7ISENSE閾值1VDC時，確認過載，關(guān)斷電源輸出。M51995和第二節(jié)：TL494§4-2-1．TL494這是一個應(yīng)用極為廣泛的控制器件，在個人第二節(jié)：TL494§4-2-1．TL494這是一個應(yīng)用極為廣泛的控制器件，在個人反向輸死區(qū)時間控11腳/補償/PWM比較輸入：接RC腳/死區(qū)時間控制：輸入0-4VDC電壓，控制占空比在0-45%之間變腳/C1：1腳/E1：1腳/E2：2腳/C2：2腳/輸出控制：輸出方式控制，該腳接地時，兩個輸出同步，用于驅(qū)動單端電路。接高電平時，兩個輸出管交替導(dǎo)通，可以用于驅(qū)動橋腳/VREF：5VDC腳/反相輸入：誤差放大器2腳/同相輸入：誤差放大器2 1.兩個誤差放大器。一個用于反饋控制，一個可以定義為過流保護保護控制5VDC基準(zhǔn)電源。5．輸出級電流500mA圖1.兩個誤差放大器。一個用于反饋控制，一個可以定義為過流保護保護控制5VDC基準(zhǔn)電源。5．輸出級電流500mA圖RCTRT5100kCT0.001-0.1uF。 VT1 8C1死區(qū)時間比 D4死區(qū)時間控 CK 1同相輸2反相 15反相輸16同相 3補償/PWM比較輸 &高時，與振蕩鋸齒波比較的結(jié)果，將使得D觸發(fā)器CK端保持高電平的由于預(yù)加了0.12VDC，所以，限制了死區(qū)時間最小不能小于4%，即高時，與振蕩鋸齒波比較的結(jié)果，將使得D觸發(fā)器CK端保持高電平的由于預(yù)加了0.12VDC，所以，限制了死區(qū)時間最小不能小于4%，即ttt4-9：死區(qū)時間比較器單獨起作用時的波3腳（PWM比較輸入）33.5VDC0，4腳類似。但此腳真正的作用是外接RC網(wǎng)絡(luò)，用做誤差放大器的相位補比；反之，占空比增加。作用過程和4腳的死區(qū)控制相同，從而實現(xiàn)反饋的PWM節(jié)0.7VDC電壓墊高了鋸齒波PWM節(jié)后的死區(qū)時間如果把3腳比做4PWM比較器的作用波形和圖4-9類似。然溫度范圍0-70度。PWMPWM95dB3被引出，使用CK端被鉗位為高電平，從而使輸出封鎖，達到保護作用。500mA13當(dāng)13腳接低電平時，通過與門封鎖了D兩個晶體管狀態(tài)由PWM比較器及死區(qū)時間比較器直接控制，二者完全同步，用于控制單管開關(guān)電源。當(dāng)然，此時兩個輸出也允許并聯(lián)使用，以13腳接高電平時，D觸發(fā)器起作用，兩個晶體管輪流導(dǎo)通，用于TR橋電路拓補?？刂齐娐放c變換器，變換器與輸出電路都采用了變壓器隔圖4-10圖圖4-11：個人計算機電220VACC1、R1、T1、C4、T6、C2、C3等過濾環(huán)節(jié)，以抑制高頻諧波干擾及浪涌。T1、T6還有降壓作用。4-11：個人計算機電220VACC1、R1、T1、C4、T6、C2、C3等過濾環(huán)節(jié)，以抑制高頻諧波干擾及浪涌。T1、T6還有降壓作用。NTCR1Z1、過流電阻Z2分別用于過壓、過流保護。T2-T2-T2-4-12：計算機電源的變換器電LTCR4-13：半橋式隔離開關(guān)變Ui—C5—C7—T3—T2-3—Q2—Ui。由這個過程可知，C5、C6、C7兩個半周中，輪流處于充放電狀態(tài)。R2、R3作為C5、C6T2-1、T2-2分別提供，這兩個R6/R7、R10/R11分壓，送晶體管基極。9、C0用于二極管兩側(cè)電壓鉗位，保護二極管不被損壞。D1、D2LTCR4-13：半橋式隔離開關(guān)變Ui—C5—C7—T3—T2-3—Q2—Ui。由這個過程可知，C5、C6、C7兩個半周中，輪流處于充放電狀態(tài)。R2、R3作為C5、C6T2-1、T2-2分別提供，這兩個R6/R7、R10/R11分壓，送晶體管基極。9、C0用于二極管兩側(cè)電壓鉗位，保護二極管不被損壞。D1、D28R4用于變壓器泄4-14該電路T3為變壓器原邊，受半橋變換器電路控制。變壓器中心抽頭被接地，A、B、C、D依次提供+12V、+5V、-5V、-12V等的交流輸入-12V、3.3VL2-C37、L3-C38、L4-C39、C36等用于濾波。C25、R49+12VDC、+5VDC輸出被引回，作為電壓反饋信號，送回控制電路，構(gòu)成負反饋，以實現(xiàn)PWM節(jié)。由于Ui3.3=UBC-UL6-由于Ui3.3=UBC-UL6-其中Uf3.3是來自于Q13集電極的反饋信號經(jīng)隔離二極管D32后獲得。輸出用于基極電阻R74前的電平鉗位，作為比較基準(zhǔn)。R72提供基準(zhǔn)電源及基極偏置電流。R73、C33用于431芯片的相位補償。Q13集電極電位經(jīng)過去耦電容（10nF）及隔離二極管D32，送回整流橋前端，正好形ABCD4-14：計算機電源的這個電路（4-15）使用了兩個集成芯片，TL494LM393。這個電路（4-15）使用了兩個集成芯片，TL494LM393。4-15：計算機電源的T6的輸入電源為輸入電路的輸出直流Ui，變壓后，從中心抽頭引出D30流12Vcc。同時+12VDC出經(jīng)過隔離二極管D、電容C21去耦，送回12腳Vcc。T6、D30僅能提供電源啟動時的芯片偏置。一旦開始工作，電源將D13f=1/RTCT=1/(12x10x1.5x10)≈55.6KHzTL494/+5VDCA3214-16：電壓反饋1的同輸出反饋電壓越高，上面電路的3腳輸出越高，使得芯片輸出死區(qū)C89TL494/+5VDCA3214-16：電壓反饋1的同輸出反饋電壓越高，上面電路的3腳輸出越高，使得芯片輸出死區(qū)C894-17：電壓反饋電8、11Q3、Q4R13、R14Q3、Q4Q3、Q4分別驅(qū)動脈沖變壓器T2T2-1、T2-2Q3、Q4分別驅(qū)動脈沖變壓器T2T2-1、T2-23Q4的兩個并聯(lián)二極管用于電路斷電時的續(xù)流，防止高壓損壞晶D7、D8構(gòu)成直流通路，是偏置電路的一部分，并有電平移動作用；3Q411用于構(gòu)成交流通路，4-18：過壓保護圖中，+5V、-5V、+3.3V、-12VD9、D27Q6基極。ZD1、ZD3用來設(shè)置比較門檻。如果出現(xiàn)過壓，Q6Q5，Q5一個高電（4VDC）通Q5管被送到TL494死區(qū)時間控制（4腳），TL494輸出因死去接近100%而被封鎖。+12V經(jīng)過D、D15、R45、D14Q7基極前端，當(dāng)過壓時，Q7飽Q5基極為低電平，Q5也飽和導(dǎo)通。這樣，+5V電源就通Q5送到TL494死區(qū)時間控制端（4腳），使芯片輸出封鎖。D12、R30把Q5Q6基極，有正反饋作用，可以加快D13PS-ON4-19：第二電源電T6T6而進入導(dǎo)通狀態(tài)。T6（向下）逐步增C3、R56、Q12基極對C3Q12T6的電流達到最大值，并開始減小，大多數(shù)開始反向。這時，T6電動勢上負下正，和電容反向充電后的上負下正電壓疊加，加到Q12基極，使其截止。接著，C3T6，T6電動勢又變成上正下負，Q12基極電位重新抬高直至飽和導(dǎo)通。D28、C19、R57D31、C32、R58壓管用于抬高Q12基極翻轉(zhuǎn)電壓，以調(diào)節(jié)翻轉(zhuǎn)周期。D30整流后送TL494做VccT4945VDC5V78L055VDC這部分用于計算機的喚醒。當(dāng)主板休眠時，PS-ON3.6V，當(dāng)主板喚來自過壓保護4主的4腳電位約為4.7V。此時，占空比接近于零，輸出被禁止。21反相端。3：15：26：2 311A2572第二電源+5V6PS-來自過壓保護4主的4腳電位約為4.7V。此時，占空比接近于零，輸出被禁止。21反相端。3：15：26：2 311A2572第二電源+5V6PS-PS-ON5V2PS-ON5V22VREF（+5VDC），2大地簡化了150W§4-3-1．TOPSwitch-I、TOPSwitch-構(gòu)成無工頻變壓器開關(guān)電源等顯著優(yōu)點。美國動力公司在世界上率先研制成功的三端隔離式脈寬調(diào)制單片開關(guān)電源集成電路，被譽為“頂級開TOPSwitch-I系列是美國動力公司1994TOPSwitch-II則是在1997是一個三端器件。三個腳分別是TOPSwitch-II則是在1997是一個三端器件。三個腳分別是D、S、C，TO-220的三端器件式和DIP-8、SMD-8的八腳雙列6-8通常并聯(lián)后作為S，所以也相當(dāng)于三端圖4-22：TOPSwitch的封裝源極SMOSFETTOP下面的介紹中，我們以TOPSwitch-II二．TOPSwitch-II1表1將脈寬調(diào)制（PWM）2.85V～265V交流電，但POM40％典型頻率100KHz，允許值90-110KHz1.7-TOPSwitch－Ⅱ只有3個引出端，可以同三端線性集成穩(wěn)壓器電源。開關(guān)頻率的典型值為100kHz，允許范圍是90kHz～110kHz，占空比調(diào)節(jié)范圍是1.7％～67％。外圍電路簡單，成本低廉。芯片本身功耗很低，溫度范圍0-70三．TOPSwitch-IIICTO－2201將脈寬調(diào)制（PWM）2.85V～265V交流電，但POM40％典型頻率100KHz，允許值90-110KHz1.7-TOPSwitch－Ⅱ只有3個引出端，可以同三端線性集成穩(wěn)壓器電源。開關(guān)頻率的典型值為100kHz，允許范圍是90kHz～110kHz，占空比調(diào)節(jié)范圍是1.7％～67％。外圍電路簡單，成本低廉。芯片本身功耗很低，溫度范圍0-70三．TOPSwitch-IIICTO－220封裝DIP－8封裝（P）/SMD－8封裝796內(nèi)內(nèi)當(dāng)芯片結(jié)溫Tj>135℃，關(guān)斷輸出級。也包括這樣的十個部分。也包括這樣的十個部分。四．TOPSwitch-II單片該電路交流輸入電壓范圍Ui=85V～265V,AC，輸入電網(wǎng)頻率f=47Hz～440Hz，電壓調(diào)整率SV=±0.5SI=±1％，電源效率達80％，輸出紋波電壓的最大值為±50mV。兩片集成電路，IC1為TOP202Y型單片開關(guān)電源，IC2－H型線性光耦合器。C6與L2構(gòu)成交流輸入端的電磁干擾（EMI）C6－H型線性光耦合器。C6與L2構(gòu)成交流輸入端的電磁干擾（EMI）C62C7和C8，85V265V整流器BRC1UiVDZ1和D11選用P6KE150（TVS）150V，1ns，5W。VD1次級電壓經(jīng)VD2，C2，L1，C3＋7.5V的輸出電壓。R2VDZ2壓，再經(jīng)過光敏三極管給TOP202Y提供一個偏置電壓。VD2選擇UGB8BT當(dāng)輸出電壓UO發(fā)生變化時，由于出占空比，使UO保持穩(wěn)定，這就是其穩(wěn)壓原理。R1為LED的限流電阻，§4-3-2．TOPSwitch-PowerIntegrations（PI）20003TOPSwitch-FX開關(guān)電源IC系列，它為設(shè)計高度集成的電源提供了更大的靈活性，采用的EcoSmart節(jié)能技術(shù)可以幫助工程師生產(chǎn)出符合環(huán)保要求的更加“綠色”的電子產(chǎn)品。器件輸出功率最高達75W，可廣泛應(yīng)TOPSwitch-FXTOPSwitch-IITOPSwitch-FXTOPSwitch-IIDCX的功率MT這個引腳還可以允許用幾種方式進行TOPSwitch-FXON/OFF控制。只在TO-220封裝下提供，它與控制腳（CONTROL）短接時，可使正常130kHz65kHz或6．采用多方面的EcoSmart6．采用多方面的EcoSmart（Cyle和這種特性使得很多電子產(chǎn)品可以達到甚至超過如nergyy0這個芯片盡管增加了許多新的功能，但僅僅8個月，即被新版本的TOPSwitch-GX替代。因此，該芯片不做課程重點，我們這里重點介紹§4-3-3．TOPSwitch-不夠靈活等。針對這些不足之處，PowerIntegrations公司優(yōu)化了芯片的2000年11TOPSwitch家族的第四代芯片:TOPSwitch-GX系列。X的TOP250型芯片，最大輸出功率可達20W，該芯片極大地擴展了開關(guān)一．TOPSwitch-GX1．更寬的輸出功率范圍，最大可達290W。在在Y、R、F有±3％的頻率抖動，減小了電磁干擾（EMI）,并降低了EMI高達132kHz在視頻應(yīng)用時可選擇半頻（66kHz）運行（Y、R、FXDA、TOPSwitch-GX系列有TOP242—TOP2509為Y、P、G、R、F5，TOPSwitch-GXPG型封裝與第三代芯片TOPSwitch-FX系列一樣只有D、S、C、M四個管腳，而Y、R、FMSSSSCD1.漏極管腳（D）：MSSSSCD1.漏極管腳（D）：MOSFET控制管腳（C）：用于調(diào)節(jié)占空比的誤差放大器電流輸入腳。源極管腳（S）：MOSFETMOSFETLUV(Ox4L與腳S當(dāng)LUV、OV及隨母線電壓減少Dmax的3項功能；LC相連，并外接一級開關(guān)信號放大電路時FS，此時開關(guān)頻率為132kHz。在一些特殊應(yīng)用 場合如對噪音敏感的音頻設(shè)備中，將腳F下表是可以看出，GX6.5W290W，Y、P、G、R、F5公輸出功產(chǎn)固定輸入110/115/230VAC±寬范圍輸入85-265場合如對噪音敏感的音頻設(shè)備中，將腳F下表是可以看出，GX6.5W290W，Y、P、G、R、F5公輸出功產(chǎn)固定輸入110/115/230VAC±寬范圍輸入85-265敞開TOP242P或GTOP242Y或F921101522226.5W11W7W101414TOP243P或GTOP243Y或F13292025454591715152330TOP244P或GTOP244Y或F163430285065112020202845TOP245P或GTOP245Y或F193740305785132326223360TOP246P或GTOP246Y或F2140603464125152640263890TOP247Y或F458570165285543125TOP248Y或F4310575205307048155TOP249Y或F4412079250318053180TOP250Y或F4513582290329055210誤差放高壓電過誤差放高壓電過流比過熱滯后保前沿閉鎖電輕載頻率降 部分：脈寬調(diào)制器PWM比較器和觸發(fā)器。五．TOPSwitch-GX的典型應(yīng)用圖DR五．TOPSwitch-GX的典型應(yīng)用圖DR38CR9R6所示電路為單端反激式開關(guān)電源，利用了所示電路為單端反激式開關(guān)電源，利用了TOPSwitch—GX性來降低系統(tǒng)成本，減小電源尺寸，提高效率。此電路采用通用的85～265V交流輸入，輸出12V直流電壓，功率70W?？紤]到密封適配器的工作環(huán)境，選用熱損耗最小的TOP249Y。電阻R9和R10從外部將限流值設(shè)定為僅略高于低電壓工作時的滿出負載瞬態(tài)的磁芯飽和。電阻R9和R10還能使限流值隨電壓升高而降路。電阻R11實現(xiàn)欠壓和過壓檢測。當(dāng)R11=2MΩ時，電源在直流電壓過壓門限值被設(shè)定為DC450V，當(dāng)超過此值時，例如發(fā)生電涌時，器件在電涌期間停止工作，從而使器件可以經(jīng)受700V高壓的沖擊。電容C11與VR1VR1、D1R5，R6）檢測輸出電壓。D3C12R8實現(xiàn)漏感尖峰濾波，使偏置電壓在輸出負載變化很大時仍能保持恒輸入電容能提供TOPSwitch-GX額定輸入電壓和最大輸出功率條件下電壓受控。由于GX的DCmax比TOPSwitch-Ⅱ的高，它可以使用更小的輸入電容。對TOPSwitch