《諧振直直變換器》PPT課件

1、電力電子技術PowerElectronics諧振直直變換器,在DC-DC變換電路中加入諧振電感與電容，在運行中出現(xiàn)諧振工作模式，即，流經(jīng)開關的電流與作用在開關兩端的電壓波形（部分地）成為正弦波，實現(xiàn)開關的零電壓/電流的通斷。,整個開關周期均為諧振拓撲諧振變換器；只是開關周期的一部份準諧振變換器。零電流開關保證開關在零電流條件下斷開。零電壓開關保證開關在零電壓條件下導通。,電流諧振開關與電壓諧振開關,電流諧振開關拓撲分：半波與全波電流開關兩種,在電流諧振開關中L與開關S串聯(lián)，開關在零電流時通斷。在零電流諧振開關中寄生電感可作為諧振元件的一部分并可降低開關時產(chǎn)生的電壓峰值。流經(jīng)開關的電流為部分正弦

2、電流（準諧振）。電流諧振開關的基本工作模式：初始條件是開關穩(wěn)定斷開，續(xù)流二極管D續(xù)流。諧振電容C上電壓等于電源電壓。,由于二極管的作用，開關中的電流只能是單向的，稱為半波開關；而等效開關電流是雙向的稱為全波開關。,模式1：當開關導通時，諧振電感L上的電壓為電源電壓，L中的電流線性增長。但只有當電感電流等于負載電流，D才會截止。這種模式稱電感充電模式。,1,1,2,2,3,3,4,4,模式2：當電感電流達到負載電流，D截止，C與L并聯(lián)諧振。開關中除流過負載電流外還流過LC振蕩電流。振蕩電流按正弦規(guī)律增大。過峰值后振蕩電流變小，然后再反振。此時開關中的電流為io與ic之差。該模式稱諧振模式。,半波

3、模式：當ic反振到io時，D使電流不能反向流動，開關在電流為零后自動截止。由于開關與D均截止，io經(jīng)C流向負載。因流過等效開關的是單向的，稱半波模式。,模式3：由于io經(jīng)C流動，C上電壓線性增高。當其上的電壓為輸入電源電壓，D反壓解除續(xù)流。這稱電容充電模式。,模式4：續(xù)流管通，電容電壓等于電源電壓。,為保證電路的正確工作，Q的開通信號必須在VC過零前撤消。DR兩端的電壓平均值是負載的平均電壓。,全波模式：如果是全波開關則振蕩過程如圖。Ic反振使Q中電流為零，Ic繼續(xù)增大，D導通。直到振蕩電流為零。由于D是開關的一部份，所以開關電流是雙向的這稱為全波模式。,當振蕩電流為零D斷開，電路進入C恒流充

4、電模式。,諧振電容與續(xù)流管并聯(lián)也可得到零電流開關。為方便敘述，對所使用的符號進行如下定義：,零電流開關的另一種結構方式,特征阻抗,諧振角頻率,狀態(tài)1T0，T1當開關導通，L上電壓為電源電壓，于是iL從零線性升高,續(xù)流管電流線性下降。,狀態(tài)方程：,邊界條件：,狀態(tài)2T1，T2續(xù)流管截止，電感與電容產(chǎn)生諧振。,狀態(tài)方程：,初始條件：,由上式求解狀態(tài)方程，得:,為實現(xiàn)零電流開關，反振電流必須大于開關電流。零電流開關的條件是：,半波模式零電流開關，電感電流變到零時由于二極管的阻斷，諧振狀態(tài)結束，開關斷開，電路轉入下一狀態(tài)。,對全波模式零電流開關,注意到反振電流可通過反并二極管流動。當電容電流越過峰值、

5、再次等于負載電流時，電感電流為零。諧振狀態(tài)結束。,諧振狀態(tài)的時間：,半波時,全波時,狀態(tài)3T2，T3電容向負載放電，電容電壓線性下降。,狀態(tài)方程：,電容兩端電壓：,當電容電壓下降到零，DR導通，電路轉到下一個狀態(tài)。,狀態(tài)3持續(xù)的時間是:,狀態(tài)4T3，T4整流二極管導通。電容C上電壓被鉗位到零。開關S兩端的電壓為電源電壓，此狀態(tài)一直持續(xù)到下一次開關導通為止。,在一個周期中，電源發(fā)出的能量是電感電流(參見電路圖)與電源電壓之積的平均值；負載吸收的能量是電阻上消耗的能量。電容上的電壓的平均值是輸出電壓的平均值。所以:,輸出平均電壓：,電壓變比：,開關電流與電壓的峰值：,電流諧振開關的特點：開關通斷均

6、發(fā)生在零電流時刻，降低了開關損耗。負載電流必須小于US/Z，否則開關要強迫關斷一定的電流。在給定的工作頻率下，輸出電壓隨著負載電流的增大而減小要提高輸出電壓可通過提高開關頻率來實現(xiàn)。全波方式改善了輸出電壓對負載的依賴性。開關電流峰值明顯高于負載電流，增大了導通損耗。當主開關有寄生電容時，將產(chǎn)生導通損耗。,與電流諧振開關相對偶，有電壓諧振開關。開關在零電壓處通斷。簡稱ZVS。在電壓諧振開關（零電壓開關）中，開關本身的寄生電容作為諧振電路的一部分，可完全消除開關導通時的電流峰值與斷開時的電壓峰值。,零電壓準諧振變換器,電壓諧振開關也分為半波與全波兩種，如圖示,零電壓準諧振開關變換器初始條件：開關穩(wěn)

7、定導通，負載電流經(jīng)過開關諧振電感負載流動。電容上電壓被開關鉗位到零。負載電流是常數(shù)，二極管截止。,電路的工作過程如下：,模式1T0，T1開關斷開，諧振電感L中的電流（負載電流）經(jīng)諧振電容C流動。VC直線上升。當VC等于VS，此模式結束。稱電容充電模式。,模式2T1，T2當VC等于VS后，DR開始導通，C與L串聯(lián)諧振。隨著C上電壓的升高，振蕩電流變小。當VC達到最大值時，電感電流為零。,緊接著，電容經(jīng)VS反向振蕩，VC變小。當VC再次等于VS時，反振電流最大。當VC等于零時，（此時反振電流不為零）此模式結束。,半波模式：模式2T2，T3當電容電壓等于零后，與開關并聯(lián)的二極管導通。電感電流改經(jīng)二極

8、管流動。由于諧振電感上的電壓為電源電壓，所以，電流按直線規(guī)律變化，反向電流線性變小直到零。,隨后，在VS作用下，開關電流線性變大。當IL等于負載電流時，DR截止。此狀態(tài)結束。顯然開關兩端的電壓是單向的（半波模式）。這稱電感充放電模式。,模式4T3，T4開關穩(wěn)定導通，負載電流流過開關。電容電壓被開關鉗位到零。,全波模式：模式2T2，T3前邊的過程與半波相同。LC經(jīng)電源反振，使VC反向。反振電流到零，電容反壓達到最大。電容反壓使開關不能導通，LC正向振蕩。當VC到零開關反壓解除，開關Q導通。,然后是電感充電與穩(wěn)定導通，見前。,對零電壓開關四種狀態(tài)定量分析：,狀態(tài)1t0，t1電容初值為零，流過電容的

9、電流為負載電流（半波、全波模式相同）。,狀態(tài)1所需時間：,結束標志：VC等于VS。,狀態(tài)2t1，t2續(xù)流管導通，LC諧振。電路的狀態(tài)方程是：,初始條件：vC(t1)=VS，iL(t1)=IO。解此狀態(tài)方程，得：,為實現(xiàn)零電壓開關，電容電壓VC必須要回到零。零電壓開關的條件是：,在半波模式，電壓VC變?yōu)榱銜r由反并聯(lián)二極管鉗位到零；對全波模式，電壓VC變?yōu)榱愫蠓聪蛘袷帲ㄔ诖似陂g給S“ON”信號）。電壓VC再變?yōu)榱銜r諧振結束，轉到下一狀態(tài)。因此這兩種情況下，諧振都是在電容電壓為零時結束的。,半波時,全波時,狀態(tài)3t2，t3電感充放電。諧振結束后電感以（電源電壓）消磁，電感中電流線性減小。電路的狀態(tài)方

10、程是：,在半波與全波模式中，電感電流的變化略有不同。當電感電流等于負載電流，續(xù)流二極管截止，此狀態(tài)結束。所以可得這一狀態(tài)所需要的時間：,狀態(tài)4t3，t4續(xù)流二極管截止，流過開關的電流為負載電流。這一狀態(tài)持續(xù)到下一次開關斷開為止。從上分析知：在ZVS-QRC中，當開關截止時電容上的電壓脈沖寬度由諧振電路決定，輸出直流電壓為電源電壓與電容上的平均電壓之差。為改變輸出電壓，需要進行頻率調制。即：保持開關的導通時間不變，改變開關的開通時間。,PWM基本電路統(tǒng)一模型,表1統(tǒng)一模型各參數(shù)間的關系,PWM基本變換器可用圖示模型來表示。稱為統(tǒng)一模型。其基本關系如表所示。根據(jù)統(tǒng)一模型，可得到主管S、二極管D兩端

11、的電壓波形。根據(jù)電壓波形可計算出開關S、D兩端電壓的平均值：,根據(jù)上述電路和波形可得到穩(wěn)態(tài)電壓比，如下表所示,研究零電流準諧振變換器發(fā)現(xiàn)也可用一個統(tǒng)一模型來代表全部的零電流準諧振變換器。注意到升壓變換器中二極管的位置可以變化，這種變化不影響電路的基本拓撲關系。,零電流準諧振變換器統(tǒng)一模型,由統(tǒng)一模型可知，不同的變換器只需要經(jīng)過各量的變換即可得到。注意：在穩(wěn)態(tài)電路中，電感上的直流電壓為零。零電流準諧振變換器統(tǒng)一模型各參數(shù)間的關系如下：,比較零電流與零電壓準諧振變換器，可發(fā)現(xiàn)這兩種電路具有對偶的性質：如果將其波形圖中的電壓與電流對調二者完全相同。所以，準諧振變換器出可用統(tǒng)一模型來分析，由對偶性知，

12、二者的狀態(tài)變量有相同的表達式。,ZVS-QRC統(tǒng)一模型,1半波模式,電感電流與電容電壓是：,式中，0-t1為開關、二極管均關斷時間；t1-t2為S斷D通時間；t2-t3為S、D均通時間；t3-t4為S通D斷時間。,各個時間值可由電路的參數(shù)算出（參見上述分析）。所以：,將電感電流與電容電壓在一個周期中積分，求出其平均值VC和IL,式中,同樣，電容電壓的平均值,2全波模式,電感電流與電容電壓是,電感電流與電容電壓在一個周期中的平均值是,式中,3零電壓開關的條件,4電路穩(wěn)態(tài)分析,按表1外接電源、負載可得到基本變換電路。以Buck電路為例,對全波模式,多諧振變換器,多諧振變換器指在一個開關周期內有多種

13、諧振拓撲。多諧振開關分零電流與零電壓種。用多諧振開關代替基本變換器中的PWM開關即得到相應的ZCSMRC或ZVSMRC。,PWM變換器變換成為MRC的方法：零電壓型：在有源開關旁并一個電容；在整流二極管旁并一個電容；在開關管與二極管回路間插入一個電感；零電流型：在有源開關中串入一個電感；在整流二極管中串入一個電感；在開關管與二極管回路間并入一個電容器。,ZVSMRC工作過程分析,以BUCK型ZVSMRC電路為例。電路的一個完整的周期可以分為四種基本的工作模式：,模式1：開關S在零電壓下導通，電感電流小于負載電流，續(xù)流管導通續(xù)流。其上流過的電流為負載電流與電感電流之差。,模式2（諧振拓撲模式1）

14、：當電感電流上升到負載電流后，續(xù)流二極管D斷開，L與C2開始諧振。該模式到開關S斷開時結束。,在這段時期，電感電流在輸入電壓的作用下線性上升。稱電感充電模式。電感電流等于負載電流此模式結束。,模式3（諧振拓撲模式2)：當開關S在零電壓條件下（C作用）關斷后，L、C1、C2共同諧振。由于電容C1的加入，諧振頻率發(fā)生了變化(由于C1上的電壓原因，DS不能導通)。當C2上的電壓為零時續(xù)流管導通，該模式結束。,模式4（諧振拓撲模式3)：此時開關S仍然關斷、續(xù)流二極管導通將電容C2短路，只有電容C1與L諧振。直到開關S兩端電壓為零時，S再次導通，電路重新回到電感充電模式，電路工作模式循環(huán)。,ZVSMRC

15、的主要特點ZVSMRC的輸出電壓的調節(jié)也是通過調節(jié)開關頻率來實現(xiàn)的。它的輸出調節(jié)特性優(yōu)于ZVSQRC。由于電路考慮了開關與整流二極管的結寄生電容的影響，二者都能在良好的條件下完成開關動作。ZVSMRC的另一個主要優(yōu)點是在負載變化較大時開關管承受的電壓應力較低?？梢赃x用結電容較大的整流二極管。其主要缺點是開關的電流應力較大。,與ZVSMRC相對應的有ZCSMRC（零電流多諧振開關變換器）?？梢杂门c之對偶的方法進行分析。但由于零電流多諧振開關未將開關寄生電容納入諧振，限制了其高頻應用。,零電流開關零電壓開關PWM變換器,ZCS/ZVSPWM變換器是PWM電路與QRC電路的結合，它既可以像QRC電路

16、那樣為主功率開關管創(chuàng)造零電流、零電壓開關條件，又可以像常規(guī)PWM電路一樣，通過恒頻占空比調制來調節(jié)輸出電壓。,為實現(xiàn)PWM控制，必須要能將QRC電路中的諧振過程阻斷。阻斷振蕩有兩種方法：用一個輔助開關與QRC電路中的諧振電容串聯(lián)，稱為串聯(lián)模式；另一種方法是用一個輔助開關與QRC電路中的諧振電感相并聯(lián)，稱并聯(lián)模式。,ZCS一PWM變換器,圖示一個Buck型ZCS一PWM變換電路。該電路在諧振電容上串聯(lián)了一個功率開關S2及其反并聯(lián)的二極管，它屬于串聯(lián)模式。ZCS一PWM變換器共有6個基本工作模式。,初始情況是S1S2均斷開，續(xù)流管續(xù)流。,模式1：電感線性充電模式。主管S1導通，電感上的電壓為電源電

17、壓，于是電感電流線性上升。當電感電流達到負載電流時續(xù)流二極管關斷，該模式結束。,模式3：電感恒流模式。若S2不導通，負載電流經(jīng)電感L流動，電源為負載供電。這是PWM模式。,模式2：諧振模式。當續(xù)流二極管關斷后，諧振電容與電感產(chǎn)生串聯(lián)諧振。諧振電流經(jīng)S2的二極管流動，電容電壓升高。當電感電流回落到負載電流時，電容電壓達到2倍電源電壓。由于S2中D的單向性，電容電壓保持不變，D截止。,模式4：諧振模式。當導通S2時，電容經(jīng)電感反向振蕩。振蕩使流過S1中的電流變小并最終到零，然后電流經(jīng)S1中的二極管流過，給S1創(chuàng)造零電流關斷條件。同時C中的儲能被反饋回直流電源。當電容電流回落到負載電流時S1中的D斷

18、開，該模式結束。S1必須在其二極管停止導電前關斷。,模式5：電容恒流放電。此時，電容為負載供電。負載電流經(jīng)C流動，電容電壓線性下降。當電容電壓為零后，續(xù)流管導通續(xù)流。,從以上分析知，拓撲模式1、2、4、5與ZCSQRC完全相同，而拓撲模式3、6則是標準的PWM運行模式。所以，這種變換器稱為ZCSPWM。,ZCS一PWM變換器的主要特點：,變換器輸出電壓可由調節(jié)占空比來進行控制。主管零電流關斷條件與QRC相同。主管電流應力大，整流管子的電壓應力大。由于諧振電感在主功率電路上，所以ZCS條件與電源電壓、負載狀態(tài)有關。,模式6：續(xù)流模式。續(xù)流二極管導通，負載電流經(jīng)它流動。,ZVS一PWM變換器,圖示

19、Buck型ZVS一PWM變換電路。該電路是ZCS一PWM變換器的對偶。電路中開關S2與諧振電容C串聯(lián)。電路共有6個基本工作模式。,假定初始情況是S1穩(wěn)定導通，負載電流由電源經(jīng)S1、諧振電感L流向負載。,模式1：電容恒流充電模式。當主開關S1關斷（零電壓下關斷、電容C經(jīng)S2與S1并聯(lián)）后，負載電流經(jīng)電容流動，電容恒流充電。當電容電壓等于電源電壓時，該模式結束。,模式2：電容諧振充電模式。電容電壓等于電源電壓時，續(xù)流二極管DR導通，負載電流向續(xù)流管轉移，電感與電容開始振蕩。當電容電壓達到最大值時，由于S2中的D2的單向性，電容電壓保持，D2截止。,模式3：續(xù)流模式。PWM模式。在S2未導通前，負載

20、電流經(jīng)DR續(xù)流。,模式4：電容諧振放電模式。S2（在零電流條件下，因電感與其串聯(lián)，電感電流為零）導通后，電感與電容再次產(chǎn)生諧振，直到電容電壓為零時為止。,模式5：電感充放電。電容電壓為零時S1中D1導通（S2通時C1與D1并聯(lián)），電感電流經(jīng)D1向電源放電，所以電感電流直線下降。當電感電流下降到零前，S1已經(jīng)給出零電壓下導通信號，所以當電感電流下降到零時將立刻通過導通的S1反向線性增大。,模式6:S1穩(wěn)定導通模式。PWM模式。電感電流等于負載電流時，續(xù)流管斷開。,從以上分析知，拓撲模式1、2、4、5與ZVSQRC完全相同，而拓撲模式3、6則是標準的PWM運行模式。,ZVS一PWM變換器的主要特點

21、：變換器輸出電壓可由調節(jié)占空比來進行控制；輔管是零電流通斷。,為實現(xiàn)軟開關條件，諧振電流應當小于負載電流（見模式2）；ZVSPWM變換器主管在零電壓下導通（見模式5）關斷；電壓應力過大并且與負載有關。由于諧振電感串接在主電路中，其ZVS條件與電源電壓與負載有關。當電路輕載或空載時，可能失去ZVS的條件。,零電壓轉換與零電流轉換ZVT/ZCT一PWM變換器,在上述的各種變換拓撲中的問題：顯著地增加了開關管的電壓或電流應力，使電路的損耗明顯增加并增大了電容、電感的尺寸與重量。將諧振元件放在電路的主功率通道上，除了增加開關的應力外，還使電路有很大的環(huán)流能量，增加了電路的損耗。儲能元件的儲能依賴于輸入

22、電壓與輸出負載。影響了電路的“軟”工作區(qū)域。ZVT/ZCTPWM變換器的主要特點：將諧振網(wǎng)絡從主功率通路上移開，其諧振網(wǎng)絡與主開關并聯(lián)。在很短的一段時間間隔內，輔助電路起作用，為主管創(chuàng)造ZCS或ZVS的開關條件。轉換結束后，電路回到常規(guī)的PWM工作方式。,ZCTPWM變換器,零電流轉換開關的結構示意圖。其中S1為主開關；S2為輔助開關。將此開關引入常規(guī)的PWM開關變換器中即得到相應的ZCTPWM變換器。,以BOOST型ZCTPWM變換器來說明電路的基本工作原理。電路中，S1為主管，S2為輔管，電路的初始狀態(tài)：,主管S1與輔管S2均為關斷狀態(tài)，輸入電流經(jīng)升壓電感、續(xù)流管給負載供電。電容C上有初始

23、電壓（上正下負）,模式1：主開關S1導通。升壓電感儲能，同時，諧振電容與電感通過S1、D2諧振，當電容電壓極性顛倒并達到負的最大值時，該模式結束。,模式2：升壓電感繼續(xù)儲能。電容電壓保持不變。諧振電感電流保持為零。,模式3：在關斷主管前導通輔管S2。S2導通后L、C與S2、S1構成諧振電路。當諧振電流等于輸入電流時，S1中的電流為零，之后，諧振電流繼續(xù)增大，與S1反并聯(lián)的二,極管D1導通。經(jīng)1/4周期，電流達到最大值然后下降。當電流下降到再次等于輸入電流時，D1中電流為零，D1關斷，該模式結束。當D1導通時S1可實現(xiàn)零電流關斷。,模式4：當諧振電流下降到輸入電流時，D1截止、DR導通。此時關斷

24、S2,L、C通過D2構成諧振回路產(chǎn)生諧振，,電容電壓上升，諧振電流下降。當諧振電感電流下降到零后通過續(xù)流二極管的電流為電源電流，此時該模式結束。,模式5：當電感電流下降到零、電容電壓上升到最大值之后由于電容無放電路徑，電路停止諧振，電路進入常規(guī)PWM模式。升壓電感向負載放電。電路回到初始狀態(tài)。,主要波形如圖所示。,BOOST型ZCTPWM電路的主要特點：,為實現(xiàn)主管的零電流關斷必須使諧振電流的幅值大于輸入電流的幅值。否則主管無法實現(xiàn)零電流關斷。由于主管是在零電流下關斷，它降低了IGBT類開關的關斷損耗（IGBT有大的尾部電流）而主管的電壓與電流應力沒有大的增加。軟開關條件與輸入、輸出無關。主管

25、是硬開通的，有大的開通損耗；輔管是硬關斷的；有大的關斷損耗。為解決上述問題，有大量的改進方法,ZVTPWM變換器,圖為零電壓轉換開關的結構圖。將此開關引入常規(guī)的PWM開關變換器中即得到相應的ZVTPWM變換器。,電路的初始狀態(tài)是主管S1與輔管S2均為關斷狀態(tài)，輸入電流經(jīng)升壓電感、續(xù)流管DR給負載供電。由于DR導通，C上電壓為輸出電壓，極性上正下負。,模式1：導通輔管S2（零電流下導通），諧振電感中的電流在輸出電壓的作用下線性增大，二極管DR中的電流線性下降。當諧振電感中的電流達到輸入電流時DR截止，此模式結束。,BOOST型ZVTPWM變換器電路如圖。電路的基本工作原理如下：,模式2：諧振電感

26、中的電流等于輸入電流、DR斷開后，輸出電壓對電容C的強制作用解除。所以L與C開始諧振，C中儲能向L中轉移，電感電流繼續(xù)增大。當電容電壓變到零時，電感電流達到最大，此時該模式結束。,模式3：當電容電壓到零時，與S1反并的二極管D1導通，電容電壓被鉗位到零，諧振電路停止諧振，電感電流保持恒定。此時S1在零電壓下導通。當S2關斷時此模式結束。,模式4：輔助開關S2硬關斷。諧振電感電流通過二極管D流向輸出端，并在輸出電壓VO的作用下線性下降。由于諧振電感電流大于輸入電流，D1將導通續(xù)流，以滿足KCL。當諧振電感電流下降到輸入電流時D1中的電流為零。當諧振電感電流下降到零時，S1中的電流上升到輸入電流的

27、值（注意到此時S1已經(jīng)給出了導通信號）。本模式結束。,模式5:S1中的電流為輸入電流值。電路保持這種狀態(tài)，即S1導通，D1、S2、D2均關斷，電路以常規(guī)PWM方式運行，諧振電感電流與電容電壓均為零。,模式6：關斷S1。由于電容的作用，S1是零電壓關斷（電容電壓不跳變）輸入電流經(jīng)電容流動給電容恒流充電，電容電壓線性升高。當電容電壓上升到輸出電壓時，續(xù)流管DR導通，此模式結束。,模式7:DR導通，主電路回復到初始狀態(tài)，。電路以常規(guī)PWM方式運行。,ZVTPWM變換電路的主要特點：,優(yōu)點：主開關S1在零電壓條件下完成導通與關斷。主開關的電壓與電流應力未有明顯地增大；當負載及輸入電壓在寬的范圍內變化時，均可實現(xiàn)軟開關過程；環(huán)流能量小。可采用PWM方式來控制輸出電壓。,缺點：輔助開關S2處于硬開關狀態(tài)，即S2在高電壓、大電流下導通與關斷，這造成大的損耗并危及S2的安全。目前有許多改進的電路拓撲方案，對改善S2的工作條件有明顯的作用。但都需要在電路中額外增加元件，從而使電路復雜化。,B00ST型ZCTPWM變換電路與工作波形示意圖。,軟開關技術還在繼續(xù)發(fā)展。人們不斷地探索電路拓撲簡單而特性理想的電路。,移相全橋軟開關變換電路,基本移相全橋零電壓開關PWM變換器主電路如圖。它是利用MOS管的結電容與變壓器的漏感作為諧振元件，使四