新型頻率跟蹤移相PWM控制電路

1、第4章 新型頻率跟蹤移相PWM控制電路的研究本章重點闡述頻率跟蹤移相PWM控制技術(shù)的實現(xiàn)，即具體實現(xiàn)頻率跟蹤移相PWM控制的電路。前一章已經(jīng)對在頻率跟蹤移相PWM控制下的DBD型臭氧發(fā)生器用串聯(lián)諧振式逆變器的一些性能進行了分析，本章將承接上一章的內(nèi)容，設(shè)計一種能完成頻率跟蹤與移相調(diào)功的電路。4.1幾種串聯(lián)諧振式逆變器頻率跟蹤移相控制實現(xiàn)方案介紹串聯(lián)諧振式逆變器采用不控整流，通過移相控制，即通過調(diào)節(jié)斜對管驅(qū)動信號的移相角，調(diào)節(jié)輸出電壓的寬度來調(diào)節(jié)功率?？紤]到串聯(lián)諧振式逆變器在工作過程中負(fù)載等效參數(shù)會發(fā)生變化所引起的諧振頻率的變化，為了確保逆變器輸出電壓與負(fù)載電流的相位關(guān)系以及功率管的軟開關(guān)條件，

2、在控制策略上必須采取負(fù)載電流的閉環(huán)頻率自動跟蹤技術(shù)。在具體實現(xiàn)時須采用具有頻率跟蹤功能的移相PWM控制電路來完成上述功能。頻率跟蹤移相控制電路的實現(xiàn)方案有很多，下面對幾種常見的實現(xiàn)方案進行簡單的介紹。文獻48利用移相PWM時序擴展，從擴展后的移相PWM工作時序中得出一些規(guī)律，并在此基礎(chǔ)上提出了一種基于負(fù)載電流向量和諧振電容電壓向量合成的移相PWM控制方案。該方案在串聯(lián)逆變器工作于阻性（諧振）狀態(tài)的情況下，移相范圍為0o-180。但當(dāng)串聯(lián)逆變器工作于容性或感性狀態(tài)時，移相范圍則為0-90o。這種移相PWM控制方法直觀而且簡單，也容易實現(xiàn)。但頻率跟蹤性能較差。再者，由于在控制電路中使用了兩套傳感變

3、送裝置，使得系統(tǒng)的可靠性、穩(wěn)定性變差，成本升高。文獻21，36提出的是一種利用集成鎖相環(huán)CD4046實現(xiàn)頻率自動跟蹤、采用方波三角波比較器實現(xiàn)移相控制的頻率跟蹤型移相控制電路。其基本控制思路是：負(fù)載電流經(jīng)過零比較器后作為鎖相環(huán)的輸入，鎖相環(huán)的輸出信號作為逆變橋基準(zhǔn)臂功率管的驅(qū)動信號，鎖相環(huán)的輸出信號同時經(jīng)移相控制電路后作為鎖相環(huán)的輸入，鎖相環(huán)的輸出信號作為逆變橋移相臂功率管的驅(qū)動信號。該方案較文獻48中的實現(xiàn)方案來說，頻率跟蹤性能得到改善，電路工作在容性或感性狀態(tài)時，移相范圍可達0o-180，但移相控制電路顯得復(fù)雜。文獻49采用的是一種串聯(lián)諧振式逆變器工作于諧振狀態(tài)時的頻率跟蹤型移相控制電路。

4、在該方案中，必須保證電路在工作過程中三角波信號與負(fù)載電流同頻同相且幅度恒定，使得控制電路比較復(fù)雜。文獻50提出了一種計數(shù)移相型頻率跟蹤移相控制電路。頻率跟蹤功能同樣由集成鎖相環(huán)CD4046實現(xiàn)，移相控制電路則采用了計數(shù)移相的控制策略。其基本控制原理是：負(fù)載電流取樣、過零比較后變換為方波信號,經(jīng)鎖相環(huán)輸出驅(qū)動功率管,可實現(xiàn)頻率的自動跟蹤。用移相控制產(chǎn)生的鎖相脈沖與基準(zhǔn)方波比較,產(chǎn)生精確的移相脈沖調(diào)節(jié)功率輸出。負(fù)載電流經(jīng)霍爾電流傳感器線性變換成正弦波電壓信號,過零比較器將正弦波電壓信號變換成同頻率方波經(jīng)鎖相環(huán)鎖定輸出,然后經(jīng)同相反相緩沖器輸出到同一橋臂上的開關(guān)管。移相控制電壓經(jīng)壓控振蕩器輸出一系列

5、方波與鎖相環(huán)輸出的基方波進入計數(shù)器進行移相處理,經(jīng)鎖相環(huán)輸出方波,然后經(jīng)同相反相緩沖器控制另一橋臂上的開關(guān)管。文獻51,52充分利用了由集成鎖相環(huán)CD4046鑒相器構(gòu)成的基本鎖相環(huán)路在鎖定狀態(tài)時輸入信號與輸出信號之間相差為零的特性，通過改變基本鎖相環(huán)的結(jié)構(gòu)，在低通濾波器與壓控振蕩器之間疊加了一級給定信號加法電路，使得改變后的鎖相環(huán)路在鎖定狀態(tài)時輸入信號與輸出信號之間有一定的相位差，這個相位差正比與給定信號的幅值，從而實現(xiàn)了移相控制。這種移相控制電路設(shè)計復(fù)雜，電路穩(wěn)定性較差。本文提出的頻率跟蹤移相控制電路的基本控制思想與文獻21,36中的實現(xiàn)方案有類似之處。不同之處在于移相控制電路較文獻21,3

6、6中的電路簡單、更易實現(xiàn)。該方案充分利用了集成鎖相環(huán)CD4046在鎖定狀態(tài)時第6、7腳輸出的鋸齒波與輸入方波信號的穩(wěn)定相位關(guān)系，用一給定直流電平與鋸齒波作比較產(chǎn)生移相信號，達到頻率跟蹤移相PWM控制的目的。4.2基于集成鎖相環(huán)CD4046的新型頻率跟蹤移相控制電路 4.2.1鎖相環(huán)基本知識圖4.1是鎖相環(huán)路的基本方框圖，它主要由相位比較器（PD）、低通濾波器（LPF）和壓控制振蕩器（VCO）所組成。當(dāng)壓控振蕩器的輸出頻率與輸入信號的頻率相等時，鎖相環(huán)路處于鎖定狀態(tài)。當(dāng)輸入信號的頻率由于某種原因而發(fā)生變化時，必然相應(yīng)的產(chǎn)生的相位變化。這相位變化在鑒相器中與壓控振蕩器輸出信號的相位相比較，使鑒相器

7、輸出一個與相位誤差成比例的誤差電壓，經(jīng)過低通濾波器，取出其中直流電壓分量,用來控制壓控振蕩器中的壓控原件數(shù)值，而這壓控原件又是VCO振蕩回路的組成部分，因此壓控原件數(shù)值的變化使VCO的頻率發(fā)生變化，并將VCO的頻率拉回。這個因為某種原因使輸入信號的頻率發(fā)生改變時通過鎖相環(huán)的調(diào)節(jié)使鎖相還的輸出頻率又回到與輸入頻率相等的過程稱為鎖相環(huán)的跟蹤（同步）過程。而當(dāng)鎖相環(huán)路本來處于失鎖狀態(tài)時，由于環(huán)路的作用，使壓控振蕩頻率逐漸向輸入信號頻率靠近達到鎖定的過程稱為捕捉過程53。由以上鎖相環(huán)路的基本工作原理知，鎖相環(huán)路實際上是一個相位誤差閉環(huán)控制系統(tǒng)。當(dāng)鎖相環(huán)的輸出信號的頻率與輸入信號的頻率相等時，它們之間的

8、相位差保持不變。圖4.1 鎖相環(huán)路的基本方框圖鎖相環(huán)的應(yīng)用很廣泛，如廣播通訊、頻率合成、自動控制、時鐘同步等。在DBD臭氧發(fā)生器電源中，利用鎖相環(huán)來實現(xiàn)頻率的自動跟蹤控制，以實現(xiàn)電源的軟開關(guān)技術(shù)和提高電源的效率。4.2.2集成鎖相環(huán)CD4046介紹CD4046是通用的CMOS鎖相環(huán)集成電路，其特點是電源電壓范圍寬（為，輸入阻抗高（），動態(tài)功耗小54。CD4046的內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖如圖4.2所示。主要由相位比較器、相位比較器、壓控振蕩器、源跟隨器等部分構(gòu)成。比較器采用異或門結(jié)構(gòu),當(dāng)兩個輸入信號的電平狀態(tài)相異時,比較器輸出信號為高電平；反之，當(dāng)兩個輸入信號電平狀態(tài)相同時，比較器輸出為低電平。相位比較器輸

9、出信號的頻率等于輸出信號頻率的兩倍，并且與兩輸入信號之間的中心頻率保持相移。輸出波不一定是對稱波形。對相位比較器，它要求兩輸入信號的占空比均為50%（即方波），這樣才能使鎖定范圍最大。相位比較器是一個由信號上升沿控制的數(shù)字存儲網(wǎng)絡(luò)。它對輸入信號占空比的要求不高，允許輸入非對稱波形，它具有很寬的捕捉頻率范圍，而且不會鎖定在輸入信號的諧波。它提供數(shù)字誤差信號和鎖定信號兩種輸出，當(dāng)達到鎖定時，在相位比較器的兩個輸入信號之間保持零度相移。本文采用了CD4046中的相位比較器。由CD4046（采用鑒相器）構(gòu)成的基本鎖相環(huán)路的原理圖如圖4.3所示，環(huán)路在鎖定狀態(tài)下的工作波形如圖4.4所示。由于圖4.3中使

10、用的是相位比較器,具體的工作原理如下55。當(dāng)14腳信號超前3腳信號時,必須增加輸出信號的頻率,以便使其上升沿進入適當(dāng)?shù)南辔?于是鑒相器的輸出置為高電平,導(dǎo)致環(huán)路濾波器給輸入端充電(即9腳電位升高),增加輸出信號的頻率。一旦檢測到3腳信號的前沿,輸出就變?yōu)楦咦钁B(tài),保持輸入電壓等于環(huán)路濾波器的電壓,若仍然滯后于14腳,則鑒相器就會在2個波形的前邊沿時間內(nèi)繼續(xù)給輸入端充電,直到2個波形的上升沿一致。如果3腳信號超前14腳信號時,則當(dāng)?shù)那把爻霈F(xiàn)時,相位比較器的輸出就變?yōu)榈碗娖?。這樣環(huán)路濾波器放電,直到檢測到14腳的前沿為止。此時環(huán)路濾波器的輸出又無效,從而降低了輸出信號的頻率,重新使得兩個波形的上升沿

11、一致。當(dāng)4腳信號(輸出信號)與14腳信號(相位比較器輸入信號)正邊沿之間相差為0時,相位比較器迫使鎖定。圖4.2 CD4046的內(nèi)部邏輯結(jié)構(gòu)圖圖4.3 CD4046鎖相環(huán)路原理圖圖4.4 鎖定狀態(tài)下鎖相環(huán)路工作波形圖4.2.3基于CD4046的頻率跟蹤移相控制電路圖4.5示出了串聯(lián)諧振式逆變器工作于容性狀態(tài)時的頻率跟蹤移相PWM控制電路的原理框圖。負(fù)載電流經(jīng)過零比較器后轉(zhuǎn)換成與同頻同相的方波。然后將此方波作為鎖相環(huán)的輸入，鎖相環(huán)的輸出直接用作基準(zhǔn)臂功率管驅(qū)動控制信號，鎖相環(huán)的輸出經(jīng)反相后作為基準(zhǔn)臂功率管驅(qū)動控制信號。鎖相環(huán)的輸出同時還作為移相控制電路的輸入，移相控制電路的輸出輸入到第二個鎖相環(huán)

12、電路，第二個鎖相環(huán)的輸出為移相臂功率管的驅(qū)動控制信號，經(jīng)反相后作為移相臂功率管的驅(qū)動控制信號。這樣就能保證基準(zhǔn)臂功率管的驅(qū)動控制信號始終與負(fù)載電流是同頻同相（或反相）的，也能保證在移相角一定的條件下移相臂功率管驅(qū)動控制信號與負(fù)載電流的相位關(guān)系，因此實現(xiàn)了負(fù)載頻率的自動跟蹤。圖中各點波形如圖4.6所示。圖4.5 頻率跟蹤移相控制電路原理框圖圖4.6 頻率跟蹤移相控制電路波形圖圖4.5中的鎖相環(huán)外圍電路與圖4.3所示的CD4046基本鎖相環(huán)電路相同。下面重點講述移相電路的設(shè)計。文獻56給出了一種利用CD4046和比較器LM311實現(xiàn)的移相電路，通過轉(zhuǎn)換開關(guān)可實現(xiàn)超前或滯后移相，移相范圍為00-18

13、00。本文針對串聯(lián)逆變器容性工作方式的需要，結(jié)合頻率自動跟蹤控制電路，利用文獻56的基本控制思想提出了如圖4.7所示的由移相控制電路。該電路利用了圖4.5中第一片CD4046第7腳上與輸入PWM波同頻同相的鋸齒波，將該鋸齒波與一給定電壓相比較，然后將比較輸出信號輸入到第二片CD4046的輸入端，達到移相的目的。電路的工作波形如圖4.8所示。該電路與文獻21,36中的移相控制電路相比，電路大大簡化，只需在頻率跟蹤電路中加一片比較芯片即可。圖4.7 移相控制電路原理圖電路中的CD40106除了對比較器LM311的輸出波形進行整形外，還有抗干擾的作用。由于CD4046第七腳上的鋸齒波信號的最大電壓為

14、,所以要求比較器的比較電壓范圍為0-。因此在電路中用一阻值與給定電位器阻值相等的電阻與CW串聯(lián)，這樣即可滿足比較電壓范圍為0-的要求。對于如圖4.7所示的電路，由于兩鎖相環(huán)電路輸入信號的頻率相等，因此在設(shè)計電路參數(shù)時，兩鎖相環(huán)外圍電路的參數(shù)可取相同。圖4.8 移相控制電路波形圖從圖4.8所示的移相控制電路波形圖可以看出，輸出信號的前沿始終與比較器輸出信號的前沿同步，當(dāng)調(diào)節(jié)圖4.7中的電位器時，比較器的比較電平發(fā)生改變，比較器輸出信號的前沿也因此移動，由于輸出信號的前沿與比較器輸出信號前沿的同步關(guān)系，輸出信號對輸入信號而言實現(xiàn)了移相。在該電路中要注意的問題是比較器的輸出信號的前沿要保證無毛刺，否

15、則電路難以鎖定。為此在比較器的輸出端接入了濾波電容，對比較器的輸出信號進行簡單濾波。4.2.4鎖相環(huán)路的性能分析及參數(shù)計算4.2.4.1 基本鎖相環(huán)路的數(shù)學(xué)模型及傳遞函數(shù)由于集成鎖相環(huán)CD4046的鑒相器具有線性鑒相特性，因此我們可以得到由CD4046構(gòu)成的鎖相環(huán)路的線性相位模型（復(fù)頻域），如圖4.9所示。圖4.9 鎖相環(huán)路的線性相位模型圖中為鑒相器靈敏度，為壓控振蕩器靈敏度，為環(huán)路濾波器傳遞函數(shù)。對于如圖4.3所示鎖相環(huán)電路中的無源比例積分濾波器，其傳遞函數(shù)為： （4.1）式中，；。令環(huán)路的總增益，可求得環(huán)路的閉環(huán)傳遞函數(shù)為： （4.2）再令： （4.3） （4.4）則式（4.2）可簡化為：

16、 （4.5）從（4.5）式可以看出，圖4.3所示的環(huán)路是一個二階系統(tǒng)，為阻尼比，為無阻尼自然頻率。4.2.4.2由CD4046鑒相器構(gòu)成的鎖相環(huán)路的特性在由CD4046構(gòu)成的鎖相環(huán)路中，采用的是鑒相器，而鑒相器是一種電流型三態(tài)鑒頻鑒相器，其輸出電路采用了電荷泵的形式。當(dāng)環(huán)路處于鎖定狀態(tài)時，鑒相器輸出為高阻態(tài)，鑒相器輸入信號與壓控振蕩器反饋輸入信號之間相差為零，即環(huán)路的穩(wěn)態(tài)相差為零。此時濾波環(huán)路中電容無放電回路，電容兩端的電壓維持不變，壓控振蕩器輸出頻率恒定。鑒相器的這一功能使得由其構(gòu)成的鎖相環(huán)路具有以下幾點特性54,5760：1.由CD4046鑒相器構(gòu)成的鎖相環(huán)路是一種直流增益為無窮大的高增益

17、環(huán)路；2.由CD4046鑒相器構(gòu)成的鎖相環(huán)路嚴(yán)格來講是一個離散時間系統(tǒng)，因此不再滿足一般二階環(huán)的無條件穩(wěn)定；3.由CD4046鑒相器構(gòu)成的鎖相環(huán)路同步帶與捕捉帶相等，且與環(huán)路的濾波參數(shù)無關(guān)，這給電路的設(shè)計帶來了方便；4.由CD4046鑒相器構(gòu)成的鎖相環(huán)路可實現(xiàn)無相差鎖定；以上由CD4046鑒相器構(gòu)成的鎖相環(huán)路的特性使得在對其進行分析與設(shè)計時不能沿用常規(guī)的二階系統(tǒng)的一些理論與方法。本文采用了文獻60中的電荷泵鎖相環(huán)設(shè)計方法。然后給出了設(shè)計示例中環(huán)路的階躍響應(yīng)。4.2.4.3參數(shù)的計算對如圖4.3所示由CD4046構(gòu)成的鎖相環(huán)路，環(huán)路參數(shù)的計算主要是確定與輸出頻率有關(guān)的電阻、電容的值以及環(huán)路濾波參

18、數(shù)的值，即、及的值。1.振蕩電路參數(shù)的確定 CD4046中VCO的輸出頻率由11腳外接電阻和12腳的外接電阻、6、7腳之間的外接電容、9腳的控制電壓共同決定。VCO輸出的最低頻率和最高頻率分別為55： （4.6） （4.7）其中：,，。設(shè)計舉例：要求VCO的輸出頻率范圍為：。由于, 取。代入（4.6）、（4.7）式可得： （4.8） （4.9）由于環(huán)路中的鑒相器使用的是CD4046中的鑒相器2，所以環(huán)路的同步帶和捕捉帶為54： （4.10）2.環(huán)路濾波電路參數(shù)的確定 在確定環(huán)路濾波參數(shù)時，我們直接引用了文獻60中的一些結(jié)論。為了與式（4.5）中的、相區(qū)別，在這里設(shè)環(huán)路的阻尼比為，自然諧振頻率為

19、。在移相控制電路中，CD4046采用單電源供電，且供電電源。因此可得鑒相器靈敏度為： （4.11）壓控振蕩器的靈敏度為： （4.12）所以： （4.13）利用文獻60中的方法2計算電路參數(shù)時: （4.14） （4.15） （4.16） 所以環(huán)路的閉環(huán)傳遞函數(shù)為： （4.17）由文獻60知：，其中為輸入信號頻率。設(shè)計舉例：取，設(shè)，取。利用和的值，依據(jù)式（4.14）、（4.15）可求出電路中、和的值。在設(shè)計時，取。代入（4.14）式可得： （4.18） 將的值代入（4.15）式可得： （4.19）根據(jù)以上設(shè)計示例中和的取值作出的環(huán)路階躍響應(yīng)曲線如圖4.10所示。圖4.10 環(huán)路的階躍響應(yīng)曲線4.3

20、相位補償和起動問題 相位補償和電源的起動問題是影響控制電路乃至整個電源性能的重要因數(shù)。相位補償影響到電源中開關(guān)器件的損耗和開關(guān)應(yīng)力，而起動問題則影響到電源在起動時能否迅速可靠的實現(xiàn)逆變器從它激工作狀態(tài)切換到自激工作狀態(tài)。4.3.1相位補償由前面的分析知，在DBD型臭氧發(fā)生器電源中，為了實現(xiàn)基準(zhǔn)臂功率開關(guān)器件的零電流開關(guān)，在控制電路中采用了在負(fù)載電流過零的瞬間開通或關(guān)斷基準(zhǔn)臂功率開關(guān)的措施，使得基準(zhǔn)臂功率開關(guān)器件的觸發(fā)脈沖與負(fù)載電流同頻同相（或反向），即實現(xiàn)基準(zhǔn)臂功率開關(guān)器件觸發(fā)脈沖與負(fù)載電流的無相差頻率跟蹤；且為了使電路在調(diào)功的過程中或者因其它因數(shù)的影響使負(fù)載固有諧振頻率發(fā)生變化時逆變器的工作

21、頻率能跟隨負(fù)載固有頻率的變化，在控制電路中采用了負(fù)載電流的頻率自動跟蹤控制技術(shù)。因此，從理論上說，基準(zhǔn)臂功率開關(guān)器件能實現(xiàn)零電流開關(guān)。但在實際應(yīng)用中，基準(zhǔn)臂功率開關(guān)器件并不是一種非常理想的零電流開關(guān)，總存在一定的開關(guān)損耗產(chǎn)生開關(guān)應(yīng)力。究其原因，主要有三：一是基準(zhǔn)臂上、下兩功率管之間有死區(qū)時間，以防止兩功率管的直通；二是負(fù)載電流經(jīng)霍爾電流傳感器、過零比較器、鎖相環(huán)路和驅(qū)動電路有延時，使得功率管的驅(qū)動控制信號與負(fù)載電流之間存在相位差57；三是功率管本身的開、關(guān)需要一定的時間。其中原因一和三可以在條件允許的前提下通過選擇開關(guān)時間小的功率器件得以改進。相位補償方法主要是從電路的角度出發(fā)來改善原因二引起

22、的功率器件開通時的條件，達到減少開關(guān)損耗和開關(guān)應(yīng)力、提高電源效率的目的。相位補償?shù)膶崿F(xiàn)通常有兩種方法，一種方法通過鎖相環(huán)路實現(xiàn)37，讓鎖相環(huán)路的輸出信號先延時再送鑒相器比較，這樣壓控振蕩器輸出信號可以超前負(fù)載電流一固定的時間，該時間可對控制電路引起的延時予以定時補償。另一種方法是利用CD4046鎖相環(huán)的特點，配合比較器實現(xiàn)54。圖4.11為該方法的原理圖。在比較器的正向輸入端加一偏置電壓，使比較器的輸出信號上升沿提前時間，圖4.11(b)中的信號。鎖相環(huán)的輸出信號和作為和的驅(qū)動控制信號。這樣驅(qū)動控制信號相對電流而言提前了時間，而就是相位補償時間。電容和二極管對采樣電流起整流濾波作用，和的幅值成

23、正比。這樣可保證不隨的幅值波動而變化。調(diào)節(jié)電位器,即可根據(jù)需要調(diào)節(jié)的值。不同的相位補償時間會影響開關(guān)功率器件的開關(guān)條件，相位補償時間過大或過小都會增大功率管的開關(guān)損耗。而控制電路的延時又很難從理論上計算出來，因此只有在實際調(diào)試過程中通過實驗的辦法確定。下面就相位補償時間與控制電路的延時之間的關(guān)系對開關(guān)管的開關(guān)條件的影響進行討論（在討論過程中忽略了開關(guān)管驅(qū)動信號之間的死區(qū)時間）。 a）b)圖4.11 相位補償原理圖當(dāng)相位補償時間與電路的延時時相等時，電路工作于臨界補償狀態(tài)，逆變器的輸出方波電壓與負(fù)載電流的波形如圖4.12所示。此時逆變器輸出方波電壓正向部分的下降沿始終處于負(fù)載電流的過零點，逆變器

24、基準(zhǔn)臂功率開關(guān)器件的驅(qū)動控制信號與負(fù)載電流同相（或反相），基準(zhǔn)臂功率開關(guān)器件能實現(xiàn)零電流開關(guān)。這正是設(shè)計相位補償電路的目的所在。圖4.12 臨界補償時的電流/電壓波形 當(dāng)相位補償時間大于電路的延時時，電路工作于過補償狀態(tài)，逆變器的輸出電壓與電流波形如圖4.13所示。圖4.13 過補償時的電流/電壓波形 當(dāng)相位補償時間小于電路的延時時，電路工作于欠補償狀態(tài)，逆變器的輸出電壓與電流波形如圖4.14所示。圖4.14 欠補償時的電流/電壓波形從圖4.13和圖4.14可以看出，不管是過補償還是欠補償情況，逆變器中基準(zhǔn)臂的開關(guān)損耗和開關(guān)應(yīng)力都比臨界補償時大得多。這是電路在工作過程中不希望出現(xiàn)的情況。由文獻

25、37,41知，當(dāng)逆變器的輸出電壓與負(fù)載電流得波形如圖4.13、4.14所示時，逆變器的調(diào)功性能也會受到影響，輸出功率與移相角之間不再是一種單調(diào)遞減關(guān)系。4.3.2起動問題DBD型臭氧發(fā)生器電源在起動的瞬間，電流反饋信號為零，壓控振蕩器VCO始終在最低頻率處振蕩，這樣就存在起動時不能自動入鎖問題。因此在電源中一般采用它激到自激的轉(zhuǎn)換電路來解決這一問題。也就是說，電源起動時，觸發(fā)脈沖信號外加振蕩電路產(chǎn)生的定頻脈沖，當(dāng)反饋信號達到一定幅值時，由電子開關(guān)或手動切換到頻率自動跟蹤電路產(chǎn)生脈沖發(fā)生的自激狀態(tài)。串聯(lián)諧振負(fù)載在諧振點阻抗最低，對應(yīng)的最大，在該點它激起振最容易。當(dāng)它激起動頻率偏離負(fù)載固有諧振頻率

26、過大時，負(fù)載品質(zhì)因數(shù)值過高和逆變器輸入電壓過低都可能引起它激過小而不能起動。逆變器起動必須滿足兩個條件:負(fù)載固有頻率在鎖相環(huán)的跟蹤范圍內(nèi)；它激足以使比較器工作。采用它激起動時，它激頻率應(yīng)接近負(fù)載固有諧振頻率，因此起動前需要根據(jù)負(fù)載固有諧振頻率選擇它激頻率59。本文采用文獻55,59提出的頻率掃描式它激到自激的轉(zhuǎn)換電路，它利用鎖相環(huán)CD4046自身的特點，實現(xiàn)它激頻率掃描和它激到自激的自動轉(zhuǎn)換。與外加振蕩電路式它激自激轉(zhuǎn)換電路相比，具有控制電路簡單，起動可靠性高等優(yōu)點。圖4.15為由CD4046實現(xiàn)的它激自激轉(zhuǎn)換電路57。其工作原理是：在起動瞬間，可視為短路，當(dāng)CD4046的VCO端加時，VCO

27、輸出最高頻率，隨著的充電，VCO端的電壓逐漸下降，VCO從最高頻率滑向最低頻率。只要負(fù)載固有諧振頻率在最高頻率與最低頻率之間，那么VCO的輸出掃描頻率就會引起負(fù)載產(chǎn)生諧振，鎖相環(huán)進入鎖定狀態(tài)。起動完成后，二極管將起動電路與濾波電路隔離，鎖相環(huán)工作于無相差跟蹤狀態(tài)。圖4.15 它激到自激轉(zhuǎn)換電路4.4仿真波形運用Matlab軟件對頻率自動跟蹤功能的移相PWM控制方案進行了仿真。仿真參數(shù)：,，。圖4.16為逆變器運行于自激狀態(tài)時的仿真波形圖。圖4.16自激狀態(tài)時逆變器輸出電壓與電流波形圖逆變器由它激向自激狀態(tài)轉(zhuǎn)換的仿真波形圖如圖4.17所示。圖4.17 它激自激轉(zhuǎn)換時逆變器輸出電壓與電流波形圖負(fù)載

28、固有頻率突變時的仿真波形圖如圖4.18所示。圖4.18 負(fù)載頻率突變時逆變器輸出電壓與電流波形圖4.5本章小結(jié)本章首先介紹了幾種頻率跟蹤移相PWM控制技術(shù)實現(xiàn)方案。利用其中幾種方案的優(yōu)點，結(jié)合集成鎖相環(huán)CD4046的特性，提出了一種基于CD4046的新型頻率跟蹤移相PWM控制電路，對電路的工作原理進行了詳細的分析，并給出了電路參數(shù)的計算方法。該電路的移相范圍為0o-180o，滿足電源輸出功率調(diào)節(jié)的要求。與其它頻率跟蹤移相PWM控制電路相比，該電路具有電路簡單、工作穩(wěn)定可靠等優(yōu)點。參考文獻1 郭一飛, 朱新鋒, 田艷兵. 用水消毒技術(shù)發(fā)展現(xiàn)狀. 中國消毒學(xué)雜志, 2005,22(2): 215-

29、2162 張曉光. 臭氧氧化技術(shù)在水處理中的應(yīng)用. 凈水技術(shù), 1996, 58(4): 22-253 湖南遠超臭氧設(shè)備有限公司. 臭氧及其應(yīng)用. 長沙: 湖南遠超臭氧設(shè)備有限公司, 20004 徐學(xué)基，揭亞雄.介質(zhì)阻擋放電擊穿過程的研究.復(fù)旦學(xué)報(自然科學(xué)版)，1997，36(3)：268-2745 徐學(xué)基，諸定昌.氣體放電物理.上海：復(fù)旦大學(xué)出版社，19966 彭燕昌，嚴(yán)萍，舒立等.介質(zhì)阻擋放電用大功率高頻高壓電源的研究.高電壓技術(shù)，2002，28(120)：35-367 馬虹斌，邱毓昌，高壓臭氧發(fā)生器的研究與發(fā)展.電工電能新技術(shù)，1995，(4)：6-108 孟志強，唐雄民，彭永進. 中

30、低頻正弦電壓供電 DBD 型臭氧發(fā)生器基波等效電路與動態(tài)特性研究. 電工技術(shù)學(xué)報, 2004， 19(7): 21-259 Oleg Kordriavtsev, Shengpei Wang, et al. A Novel Pulse-Density-ModulatedHigh-Frequency Inverter for Silent-Discharge-Type Ozonier. IEEE Trans onIndustry Applications, 2002, 38(2): 369-37810 T.C.Manley. The Electric Characteristics of the

31、Ozonator Discharge. theEighty-forth generalmeeting hold at New York, October, 1943, 14: 83-9611 Shengpei Wang, yoshihiro Konishi, et al. Current-Source Type ParallelInductor-Compensated Load Resonant Inverter with PDM Control Scheme forEfficient Ozonier. Conference of Intermational Electric Power. I

32、EEE 1998:103-11012 Y.L.Feng, Y.Konishi, S.P.Wang, et al. Next Generation Current-Source SoftSwitched PDM and PWM hybrid Mode Inverter for Silent Discharge OzoneGenerating Tube Drive. IEEE 2000: 312-31713 Shengpei Wang, Yoshihiro, et al. Discrete Pulse Modulated High FrequenceSoft-Switching Inverter

33、and its New Application. IEEE 1999 InternationalConference on power Electronis and Drive System PEDS99, July 1999,Hongkong: 990-99514 張芝濤，白敏冬，趙艷輝等. 高濃度臭氧發(fā)生器放電特性實驗研究. 高電壓串聯(lián)諧振式氧氣型臭氧發(fā)生系統(tǒng)關(guān)鍵技術(shù)研究技術(shù). 2003，29（5）：33-3615 劉鐘陽，吳彥，王寧會. DBD 型中高頻臭氧發(fā)生器的動態(tài)負(fù)載特性. 中國電機工程學(xué)報，2002, 22(5): 61-6416 唐杰. 串聯(lián)諧振式 DBD 型臭氧發(fā)生器電源的研

34、究與開發(fā)：湖南大學(xué)碩士學(xué)位論文. 湖南：湖南大學(xué)電氣與信息工程學(xué)院，200417 唐雄民. 介質(zhì)阻擋放電電路供電電源的研究：湖南大學(xué)碩士學(xué)位論文. 湖南：湖南大學(xué)電氣與信息工程學(xué)院，200418 陶海敏，李彥鋒，張仲超等. 高壓大功率電暈電源的研制. 高電壓技術(shù)，2002，28(6)：40-41，5419 張芝濤, 趙艷輝，董克兵. 介質(zhì)阻擋放電系統(tǒng)中諧振問題的研究. 高電壓技術(shù),2004, 30(4): 42-4520 黃玉水，胡長生，張仲超. 基于閉環(huán)控制策略的負(fù)載諧振型臭氧發(fā)生器電源.電工技術(shù)學(xué)報, 2004. 19(1): 91-9421 趙純，何正浩，李勁. 氣體放電臭氧發(fā)生器的研究

35、進展. 高電壓技術(shù)，2002，28（11）：44-46.22 J Kitayama， M Krzumoto. Theoretical and Experimental Study on OzoneGeneration Characteristics of an Oxyen-Fed Ozone Generator in SilentDischarge. J.Phys D：Appl.Phys，1997，30：2453-2461.23 Oleg Koudriavtsev，Sheng Peiwang，et al. A novel pulse-density-modulatedhigh-frequenc

36、y inverter for Silent-discharge-type ozonizer. IEEE Trans IndustryApplications，2002，38（2）：36937824 葛自良. 放電等離子體臭氧發(fā)生技術(shù)的研究. 高電壓技術(shù)，1997，23（4）：65.25 岳朝松, 陳萬金, 儲金宇. 電暈放電法臭氧發(fā)生器電極的研究. 高電壓技術(shù)，2002，28(6): 42-4326 Y.Hatanaka, H.Kifune, T.Shimada. A Novel ZCS High Frequency Inverter withComplex Resonance and Des

37、ign Procedure for High Amplitude of OutputCurrent. Proc of IEEE Power Eletronics and Drive System, 2001: 443-44727 蘇鵬聲, 周茜，謝震田. 高壓諧振型 DC-DC 變換器的調(diào)壓調(diào)頻控制方案. 清華大學(xué)學(xué)報（自然科學(xué)版）, 2002, 42(9): 1158-1160, 116428 M.L.Bendaas, J.P.Ferrieux, J.P.Rognon. Modelling and Control of PowerSupplies for Induction Heating.

38、 1993 the European Power ElectronicsAssociation: 27-3429 J.Kunze, F.Frohleke, H.Grotstollen,etal. Resonant Power Supply for BarrierDischarge Uv-Excimer Sources. IEEE 1992: 750-753碩士學(xué)位論文30 陳燕東，孟志強，鄧湘鳳. 基于 ARM 的新型移相 PWM 控制臭氧電源的研究. 見：2006 首屆中國變頻技術(shù)應(yīng)用暨企業(yè)家論壇論文集. 西安：變頻技術(shù)應(yīng)用編輯部，2006，657-66131 Rachel Feng, G.

39、S.P. castle, shesha Jayaram. Automated System for powerMeasurement in the silent Discharge. IEEE Trans on Industry Applications, 1998,34(3): 563-57032 林小娥, 吳兆麟. 固態(tài)高頻感應(yīng)加熱裝置移相調(diào)功方法. 電工技術(shù)雜志,2000, (6): 7-933 呂宏，黃玉水，張仲超. 感應(yīng)加熱電源的 PWM-PFM 控制方法. 電力電子技術(shù), 2003, 37(1)：8-1134 E.J.Dede, V.Esteve, J.Gara, J.A.Carr

40、asco. On the Design of High FrequencySeries Resonant Converter for Induetion Heating Applications. IEEE 1993:90-9635 Helen Pollocd,John O.Flower. New Method of Power Control for Series-ParallelLoad-Resonant Converters Maintaining Zerocurrent Switching and Unity PowerFactor Operation. IEEE Trans on P

41、ower Electronics, 1997: 12(1): 103-10536 Satoshi Nagai, Hirodazu Nagura, Mutsuo Nakaoka. High-Frequency Inverterwith Phase-Shifted PWM and Load-Adaptive PFM Control Strategy forInduction-Heating. IEEE 1993: 2165-217237 顏文旭, 沈錦飛, 惠晶等. 脈沖均勻調(diào)制功率控制串聯(lián)諧振式逆變器. 電力電子技術(shù), 2004, 38(4): 43-4538 Hideaki Fujita, H

42、irofumi Akagi. Pulse-Density-Modulated Power Control of4kW, 450kHz Voltage Source Inverters for Induction Melting Applications.IEEE Trans on Industry Applications, 1996, 32(2): 21-2739 黃玉水, 呂宏, 王立喬等. 臭氧發(fā)生器電源中容性控制的研究. 高電壓技術(shù),2002, 28(10): 41-42+5340 袁俊國, 于非, 吳兆麟. 移相式高頻感應(yīng)加熱裝置的研究. 電力電子技術(shù),1999, (6): 13-1541 L.Grajales, J.A.Sabate, K.R.Wang, F.C.Lee. Design of a 10kW, 500kHzPhase-Shift Controlled Series-Resonant Inverter for Induction Heating. IEEE1993: 843-84942 L.Grajales, F.C.Lee. Control System Design and Small-Signal Analys