用于單相電機(jī)調(diào)速的單片PWM控制技術(shù)

1、用于單相電機(jī)調(diào)速的單片PWM控制技術(shù)1 引言   隨著家用電器產(chǎn)品變頻技術(shù)的發(fā)展，單相電機(jī)的變頻調(diào)速已成為一種可行的方法，在這種調(diào) 速系統(tǒng)中，脈寬調(diào)制(PWM)技術(shù)仍然是提高調(diào)速性能的主要手段1，2，3。雖然PWM技術(shù)的實(shí)現(xiàn)方法很多4，然而，為了降低產(chǎn)品的制造成本，采用微機(jī)控制軟件實(shí) 現(xiàn)PWM控制具有成本低、調(diào)制方式靈活等特點(diǎn)，比較適合于家用電器產(chǎn)品的要求。本文針對 洗衣機(jī)電機(jī)的調(diào)速要求，提出了采用直接PWM(DPWM)軟件計(jì)算的方法，并在AVR系列單片機(jī)AT 90C8535上實(shí)現(xiàn)，該方法可以很容易地實(shí)現(xiàn)電機(jī)的恒V/f比調(diào)速

2、，其PWM算法簡單，易于實(shí)現(xiàn)，是一種較為實(shí)用的方法。  2 直接PWM技術(shù)的算法  常用PWM技術(shù)的基本原理是利用高頻載波與控制波進(jìn)行比較，從而產(chǎn)生經(jīng)過調(diào)制的PWM波。為 滿足逆變電源的需要，減小輸出電壓的諧波含量，載波信號采用對稱的三角波實(shí)現(xiàn)PWM 輸出波形的對稱雙邊調(diào)制，使輸出電壓不含偶次諧波。  用軟件產(chǎn)生PWM波形的算法有很多方法，如：采樣SPWM法、均值PWM法、直接PWM法等，其中SPWM法有三種不同形式：對稱規(guī)則采樣SPWM、非對稱規(guī)則采樣SPWM、平均對稱規(guī)則采樣SPWM，以平均對稱規(guī)則采樣SPWM的算法簡單，應(yīng)用較為

3、廣泛。SPWM的主要缺點(diǎn)就是電源電壓利 用率不夠高，即輸出電壓不高。均值PWM法的基本思想是根據(jù)等面積PWM控制方式的原理，選擇最佳脈沖中心線位置，使得其PWM波形的諧波成分量小，均值PWM法具有微機(jī)實(shí)現(xiàn)簡單方便 的優(yōu)點(diǎn)，且對各次諧波的抑制均有很好的效果。直接PWM法與均值PWM法類似，也是使相同時(shí) 間間隔內(nèi)的PWM波 的面積與調(diào)制波的面積相等，其主要的優(yōu)點(diǎn)是，在調(diào)制比固定時(shí)，控制規(guī)律正比于調(diào)制深度而反比于輸出頻率，特別使用于電機(jī)的控制，因此本文選擇直接PWM法。   直接PWM法的調(diào)制原理如圖1所示，假定一個(gè)周期內(nèi)PWM波的脈沖數(shù)(

4、即載波比)為2N，將參考 正弦波Umsin t的整個(gè)周期T分為2N等份，則每個(gè)區(qū)間的長度(即載波周期)為Ts=T/2N，在第i個(gè)區(qū)間正弦波的面積為：設(shè)輸出PWM波的幅值為E，若采用單極性調(diào)制，則第i個(gè)區(qū)間內(nèi)的PWM波形所圍面積為：若采用雙極性調(diào)制，則第i個(gè)區(qū)間內(nèi)的PWM波形所圍面積為：  式中，Tpi為脈沖的寬度，考慮到有Ts=Tpi+2Tgi，令Sri=Spi，由式(1)和式(2)整理可得：式中M=Um/E為調(diào)制深度，由式(4)或式(5)可分別計(jì)算出PWM的脈沖換相點(diǎn)公式為 ：由圖1可知，等面積PWM法生成的PWM波形在T/2處是點(diǎn)對稱的，因而可推導(dǎo)出

5、：  在上述計(jì)算公式中，式(8)為單極性PWM調(diào)制，式(9)為雙極性調(diào)制。在計(jì)算過程中，雖然i的表達(dá)式包含有三角函數(shù)的計(jì)算，但它僅與N有關(guān)，一旦N確定后，可事先將計(jì)算好的i存入內(nèi)存中，需要時(shí)通過查表方式獲取即可。從k的表達(dá)式可以看出，k正比于調(diào)制深度而反比于基波頻率。這對于電機(jī)的變頻調(diào)速系統(tǒng)，通常使U/f比為常數(shù)來達(dá)到恒轉(zhuǎn)矩 控制，即只需使k值為一個(gè)常數(shù)即可。  3 單片機(jī)實(shí)現(xiàn)PWM技術(shù)的設(shè)計(jì)  采用單片機(jī)實(shí)現(xiàn)PWM，為了保證能夠滿足變流電路的控制性能要求，設(shè)計(jì)時(shí)必須處理好以下 幾個(gè)技術(shù)問題。  3.1 

6、載波比  采用微機(jī)生成PWM波時(shí)，必須事先確定好載波比N(或2N)。如果輸出頻率的變化范圍較大，那么在整個(gè)頻率范圍內(nèi)采用同一個(gè)載波比的同步調(diào)制方案，難以兼顧高頻和低頻輸出時(shí)的性能。較大的載波比往往會(huì)造成高頻時(shí)PWM開關(guān)頻率過高，導(dǎo)致開關(guān)器件的開關(guān)損耗增加，而較小的載波比又會(huì)造成低頻時(shí)PWM波過于稀疏，使電流脈動(dòng)增大、諧波分量增加等缺點(diǎn)。因此 采用分段同步調(diào)制是較合理的方法，即在不同的頻率段選擇不同的載波比，使變頻器在整個(gè)頻率變化范圍內(nèi)，都有一個(gè)較為合理的PWM開關(guān)頻率，以獲得較好的控制性能。然而載波比的選擇和切換時(shí)必須注意兩點(diǎn)：  (1)切換時(shí)不出現(xiàn)電壓的突變。&

7、#160; (2)在各切換臨界點(diǎn)處需設(shè)置一個(gè)滯環(huán)區(qū)，以避免輸出頻率落在臨界切換點(diǎn)附近時(shí)造成載波 頻率反復(fù)變化而引起的振蕩現(xiàn)象。  3.2 PWM波的開關(guān)頻率極限  由于PWM波是通過單片機(jī)CPU實(shí)時(shí)計(jì)算的，因此所選擇PWM算法的數(shù)據(jù)處理量大小以及CPU的處 理速度是影響輸出PWM波開關(guān)頻率極限的主要因素。設(shè)計(jì)時(shí)必須保證單片機(jī)能輸出的PWM波的最高開關(guān)頻率滿足逆變器要求，當(dāng)然對逆變器的最低工作頻率要求是很容易滿足的。  3.3 PWM波的輸出頻率和調(diào)制深度指令  在變頻調(diào)速系統(tǒng)中，由于逆變器的輸出頻率是可調(diào)的，因而要

8、求PWM算法的輸出頻率和調(diào)制 深度都能根據(jù)實(shí)際需要變化以適應(yīng)電機(jī)恒V/f比或恒功率控制的要求。一般，逆變器的輸出頻率指令可通過A/D轉(zhuǎn)換輸入到單片機(jī)中，調(diào)制深度M可以用軟件計(jì)算完成，也可采取類似的方法讀入CPU。 3.4 橋臂互鎖及死區(qū)時(shí)間  為了保證逆變器同一橋臂上下兩管同時(shí)導(dǎo)通而引起的短路，兩驅(qū)動(dòng)信號間必須留有一定的死 區(qū)時(shí)間，以防止一管還未完全關(guān)斷時(shí)另一管便開始導(dǎo)通的短路故障。此要求可以在單片機(jī)PWM波的計(jì)算程序中加以考慮。然而這樣做往往會(huì)增加單片機(jī)的數(shù)據(jù)處理工作量，而且僅靠軟件實(shí)現(xiàn)上下橋臂開關(guān)管的互鎖和死區(qū)延遲也不可靠，因此，為保證電路

9、的安全性，建議最好在硬件電路設(shè)計(jì)上充分考慮并實(shí)現(xiàn)此項(xiàng)要求。  3.5 初始狀態(tài)及故障封鎖  任何一款型號的CPU，工作前總存在復(fù)位狀態(tài)，此時(shí)CPU各I/O輸出口全“1”或全“0”，設(shè) 計(jì)時(shí)應(yīng)避免在此復(fù)位狀態(tài)時(shí)造成所有開關(guān)管都被驅(qū)動(dòng)導(dǎo)通的危險(xiǎn)，因此應(yīng)將CPU復(fù)位時(shí)的初 始電平值設(shè)置成開關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號無效狀態(tài)。此外，當(dāng)發(fā)生故障時(shí)，也可以通過輸出故障封鎖信號來關(guān)閉驅(qū)動(dòng)信號。  4 PWM波的單片機(jī)控制  在本文分析的洗衣機(jī)電機(jī)控制中，逆變器的輸出頻率由給定電位器調(diào)節(jié)，經(jīng)A/D轉(zhuǎn)換輸入至 單片機(jī)，由單片機(jī)根據(jù)給定輸

10、出頻率的大小計(jì)算逆變器電壓，以適應(yīng)變頻調(diào)速的恒V/f 比控制要求?？刂菩酒捎肁T90S8535單片機(jī)。  AT90S8535是40腳封裝的RISC結(jié)構(gòu)低功耗CMOS 8位單片機(jī)，具有8K字節(jié)的Flash,512字節(jié)的EE PROM，512字節(jié)RAM，32個(gè)多功能的I/O口，3個(gè)內(nèi)部定時(shí)/計(jì)數(shù)器，8通道10位A/D轉(zhuǎn)換器，2個(gè)外部中斷源，可編程的串行通訊，可編程的看門狗定時(shí)器等資源，適合于許多要求集成度高、成本低的應(yīng)用場合，其引腳配置如圖2所示。  設(shè)逆變器輸出壓頻變化關(guān)系曲線是已知的，當(dāng)逆變器的輸出頻率確定后，PWM控制的載波比 和

11、調(diào)制深度指令也隨之確定。單片機(jī)的資源分配為：39腳的PA1作為A/D采樣輸入口，采樣輸出頻率；PC0PC3作為PWM輸出的驅(qū)動(dòng)信號，設(shè)置為輸出口；17腳的INT1外部中斷作為電路 故障信號(如過流、過壓、短路等)的輸入腳，同時(shí)該腳也作為“解除閉鎖”控制位的輸入腳，其作用在于：當(dāng)故障發(fā)生時(shí)，由外部中斷輸入引腳的信號變化向CPU提出中斷請求，CPU響應(yīng)中斷，在執(zhí)行中斷服務(wù)程序中輸出PWM封鎖信號并實(shí)現(xiàn)閉鎖，直到解除閉鎖控制位有效時(shí)，才撤銷PWM封鎖信號，使PWM波能夠正常輸出。由于AT90S8535芯片的復(fù)位時(shí)端口的初始狀態(tài)是“高”，因此封鎖信號和驅(qū)動(dòng)信號均設(shè)置成“低”電平為無效狀態(tài)，此

12、時(shí)端口輸出信號使所有功率開關(guān)管處于關(guān)斷狀態(tài)。PWM波的載波周期由片內(nèi)T0定時(shí)器來完成，PWM波換相所需的時(shí)間由片內(nèi)T1定時(shí)器來實(shí)現(xiàn)。采用AT90S8535單片機(jī)實(shí)現(xiàn)的單相PWM波形發(fā)生器的硬件連接關(guān)系如圖3所示。5 單片機(jī)控制軟件設(shè)計(jì)  按上述算法分析，軟件只計(jì)算PWM波的切換時(shí)間，在CPU中由定時(shí)中斷服務(wù)程序完成PWM脈沖 波的換相。其具體過程：PWM的載波周期Ts由載波周期定時(shí)器定時(shí)，當(dāng)定時(shí)到時(shí)，向C PU發(fā)出中斷申請，CPU響應(yīng)中斷并執(zhí)行中斷服務(wù)程序，此中斷服務(wù)程序的主要任務(wù)是將保存 在內(nèi)存中的PWM開關(guān)定時(shí)數(shù)據(jù)(在上一個(gè)載波周期計(jì)算出來

13、的PWM換相定時(shí)時(shí)間)送PWM波定時(shí)器，并啟動(dòng)此定時(shí)器工作，然后再計(jì)算下一個(gè)載波周期的PWM數(shù)據(jù)并保存。  PWM波定時(shí)器根據(jù)載波周期定時(shí)中斷服務(wù)程序送來的開關(guān)數(shù)據(jù)進(jìn)行定時(shí)控制，在中斷服務(wù)程 序中完成對PWM的換相并輸出至端口。  主程序的主要任務(wù)是，對逆變器輸出頻率指令f的采樣或計(jì)算，并計(jì)算與頻率指令對應(yīng)的調(diào) 制深度指令、載波比、載波周期定時(shí)常數(shù)等，為載波周期定時(shí)中斷服務(wù)程序的計(jì)算提供實(shí)時(shí)指令。然而在變頻切換時(shí)，由于電壓跟隨頻率的變化而改變，變頻瞬間容易產(chǎn)生電流沖擊。通常解決辦法是在基波電壓過零時(shí)(即0°、180°)，變頻瞬間無電流

14、沖擊，但該方法會(huì)造成頻 率變化響應(yīng)過程較慢，特別是低頻時(shí)響應(yīng)時(shí)間過長。因此最好能設(shè)計(jì)成在任何一個(gè)載波周期結(jié)束時(shí)刻都可以進(jìn)行頻率切換，為防止電流沖擊的產(chǎn)生，此時(shí)應(yīng)使頻率切換前后的基波電壓不僅與頻率和相位有關(guān)，還和調(diào)制比有關(guān)，使得計(jì)算頻率變化前后基波電壓相等的條件相當(dāng)費(fèi)時(shí)，因此在實(shí)現(xiàn)過程中，一般按相位相等的原則進(jìn)行頻率切換。即在新舊頻率切換時(shí)，根據(jù)脈沖計(jì)數(shù)器所表示的相位關(guān)系進(jìn)行等相位切換。假定舊頻率時(shí)的載波比為N1，頻率變化的切換時(shí)刻計(jì)數(shù)器值為P1，新頻率時(shí)載波比為N2，切換時(shí)新頻率計(jì)數(shù)器的值P2應(yīng)為：   求出P2后再進(jìn)行切換。  實(shí)現(xiàn)PWM算法的整個(gè)控制

15、程序流程如圖4所示。 6 實(shí)驗(yàn)與結(jié)論  按照上述設(shè)計(jì)方法，研制了單片機(jī)控制系統(tǒng)的軟硬件，并進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)，其輸出波形如圖5所 示。實(shí)驗(yàn)證明，該方法簡單可行，控制性能良好，具有一定的實(shí)用價(jià)值。    此外，三相PWM發(fā)生器的實(shí)現(xiàn)方法與單相也是相似的，不同之處在于三相PWM發(fā)生器需要3個(gè) PWM波換相定時(shí)器，再加上載波周期定時(shí)器，共需4個(gè)定時(shí)器。至于三相PWM發(fā)生器的軟件設(shè)計(jì)，其基本的設(shè)計(jì)方法與單相的是相同的，這里不再討論。  1 SPWM波形生成策略1.1 常用算法比較    微機(jī)控制的SP

16、WM算法有多種，常用的有自然取樣法和規(guī)則取樣法。自然取樣法（圖1a）采用計(jì)算的方法尋找三角載波U與參考正弦波UR的交點(diǎn)作為開關(guān)值以確定SPWM的脈沖寬度，這種方法誤差小、精度高，但是計(jì)算量大，難以做到實(shí)時(shí)控制，用查表法將占用大量內(nèi)存，調(diào)速范圍有限，一般不采用。規(guī)則取樣法（圖1b）采用近似求U和UR交點(diǎn)的方法，通過兩個(gè)三角波峰之間中線與UR的交點(diǎn)作水平線與兩個(gè)三角波分別交于A和B點(diǎn)，由交點(diǎn)確定SPWM的脈寬，這種方法計(jì)算量相對自然取樣法小的多，但存在一定誤差。本文采用等效面積法。1.2 等效面積法    把一個(gè)正弦半波分為N等分，每一等分的正弦曲線與橫軸所包圍的面積

17、都用一個(gè)與此面積相同的等高矩形脈沖代替，矩形脈沖的中點(diǎn)與正弦波每一等分的中點(diǎn)重合，這樣，由N個(gè)等幅而不等寬的矩形脈沖所構(gòu)成的波形就與正弦半波等效，顯然這一系列脈沖波形的寬的和開關(guān)時(shí)刻可以嚴(yán)格地用數(shù)學(xué)方法計(jì)算得到。     如圖2所示，在區(qū)間t,t+t，正弦波面積為S1,則有：     式中M為調(diào)制深度，US為直流電源電壓。    對應(yīng)圖中脈沖面積            

18、;                (2)    將正弦信號的正半周N等分，則每份為/N弧度，由圖知脈沖高度為US/2,設(shè)脈沖寬度為K，則第K份正弦波面積與對應(yīng)的第K個(gè)SPWM脈沖面積相等，解得：     如圖2所示，IGBT的開關(guān)時(shí)間按如下計(jì)算：    IGBT開啟時(shí)刻：       &#

19、160;   (4)    IGBT關(guān)斷時(shí)刻：   (5)2 AVR單片機(jī)控制系統(tǒng)2.1 AVR單片機(jī)結(jié)構(gòu)特點(diǎn)：    AT90系列單片機(jī)為ATMEL公司生產(chǎn)的新一代基于AVR增強(qiáng)功能、RISC結(jié)構(gòu)的、低功耗CMOS技術(shù)的微處理器。    1) 哈佛雙總線結(jié)構(gòu)，使程序存儲(chǔ)器和數(shù)據(jù)存儲(chǔ)器分開。使用RISC指令集，指令周期絕大部分為單周期指令。有相當(dāng)高的執(zhí)行速度，8MHz頻率下工作的AVR相當(dāng)于224MHz頻率下工作的普通MCS51。   

20、 2) AVR核為32個(gè)通用工作寄存器與豐富指令集的組合，32個(gè)寄存器全部直接地與運(yùn)算邏輯單元連接，這種組合機(jī)構(gòu)具備的代碼效率比完成同樣處理能力的常規(guī)CICS微處理器要快10倍以上，從而解決了MCS51的累加器A的瓶頸問題。    3) 內(nèi)置晶振的可編程看門狗定時(shí)器、片內(nèi)模擬比較器、SPI串口和UART串口，有幾種產(chǎn)品有810位的AD轉(zhuǎn)換器。有帶比較和捕獲模式的定時(shí)計(jì)數(shù)器，且具有PWM功能，PWM可以在雙8值、9位或10位下自運(yùn)行、抗誤、節(jié)拍修正操作。同時(shí)還有一路輸入捕獲口，可以捕獲引腳ICP上的上升和下降沿。    4) AVR單片

21、機(jī)內(nèi)置可重復(fù)編程的FLASH程序存儲(chǔ)器和EEPROM數(shù)據(jù)存儲(chǔ)器，最大可達(dá)256K的EEPROM，可用于保存運(yùn)動(dòng)參數(shù)，便于現(xiàn)場參數(shù)修改，這使得它用在運(yùn)動(dòng)控制方面有很大的靈活性。同時(shí)AVR單片機(jī)還支持對存儲(chǔ)器的在系統(tǒng)編程。    這些特點(diǎn)使得AT90系列單片機(jī)成為一種滿足許多需要的、具有高度靈活性和低成本的嵌入式控制應(yīng)用的高效微控制器。本文采用AT90LS8535芯片，8K可重復(fù)編程FLASH,512字節(jié)的SRAM,三路PWM通道，8路10位A/D。2.2 控制規(guī)律    在高頻段（f50Hz）和低頻段（f10Hz）采用恒功率控制，可加大

22、調(diào)速范圍，中頻段采用恒轉(zhuǎn)矩控制。為使輸出波形對稱性好、諧波分量小，系統(tǒng)采用分段同步調(diào)制，以保證整個(gè)變頻范圍內(nèi)的開關(guān)頻率變化不是很大。每個(gè)頻段載波比N為恒定值，不同頻段的N不同，為了計(jì)算快速，余弦采用查表方式，余弦三角函數(shù)表在0°360°范圍內(nèi)，每隔0.1度存一個(gè)余弦值，每個(gè)余弦值由16位二進(jìn)制構(gòu)成，其中最高位為符號位，后15位表示數(shù)值位。整個(gè)余弦函數(shù)表預(yù)先存在EPROM中，占用了近8K字節(jié)的寄存器。為保證三相互差120°，N應(yīng)設(shè)為3的整數(shù)倍。2.3 硬件結(jié)構(gòu)：    系統(tǒng)框圖SPWM變頻調(diào)速系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖略可向作者索取，IGBT的驅(qū)動(dòng)模塊

23、采用富士電機(jī)公司的EXB841驅(qū)動(dòng)器，AT90LS8535輸出的三相脈寬調(diào)制SPWM波經(jīng)分相與開通延時(shí)電路分為六路輸出，分別控制EXB841的光耦，以驅(qū)動(dòng)6個(gè)IGBT功率器件；40腳的PA0作為A/D采樣輸入口，采樣電位器給定頻率；16腳的INT0外部中斷作為電路故障信號（過流、過壓等）的輸入腳；    由于AT90LS8535芯片復(fù)位時(shí)端口的初始狀態(tài)是“高”，因此封鎖信號和驅(qū)動(dòng)信號均設(shè)為“低”電平為無效狀態(tài)；PWM的載波周期由片內(nèi)定時(shí)器T0完成；定義T/C1控制寄存器TCCR1A和T/C2控制寄存器TCCR2，使T/C1、T/C2工作在8位PWM模式。PD4（O

24、C1B）、PD5(OC1A)、PD7（OC2）作為三相PWM輸出口；擴(kuò)展8279鍵盤顯示接口芯片，可自動(dòng)完成鍵盤的掃描輸入和LED的掃描顯示輸出，節(jié)省了CPU對鍵盤/顯示器的操作時(shí)間。內(nèi)部有硬件看門狗，防止程序跑飛。3 系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)    采用模塊化設(shè)計(jì)思想，包括主程序、T/C0中斷服務(wù)子程序、外部中斷服務(wù)子程序、鍵盤顯示子程序等。     主程序的主要任務(wù)是對逆變器的輸出頻率進(jìn)行采樣，計(jì)算調(diào)制深度M、載波比N、載波周期定時(shí)常數(shù)T,確定正弦時(shí)標(biāo)。計(jì)算脈沖寬度，根據(jù)(4)、（5）式計(jì)算出三相開關(guān)點(diǎn)TonU,TonV,TonW,

25、ToffU,ToffV,ToffW，主程序流程圖略可向作者索取。    T/C0中斷服務(wù)程序:定時(shí)時(shí)間到達(dá)載波周期T后，CPU執(zhí)行T/C0中斷服務(wù)程序，讀開關(guān)點(diǎn)數(shù)據(jù)，計(jì)算各相占空比，存儲(chǔ)在相應(yīng)PWM控制寄存器中，PWM使能，向端口發(fā)送驅(qū)動(dòng)信號。程序流程圖3所示。     外部中斷服務(wù)程序：當(dāng)IGBT上發(fā)生過流時(shí)，EX841立即向單片機(jī)申請中斷，CPU發(fā)出指令封鎖所有輸出，有效地保護(hù)各功率器件。5實(shí)驗(yàn)及結(jié)論    按照上述的設(shè)計(jì)思想，開發(fā)了單片機(jī)控制系統(tǒng)的軟硬件，程序由ICCAVR編寫，在SL-A

26、VR實(shí)驗(yàn)開發(fā)機(jī)上調(diào)試通過，輸出波形經(jīng)示波器觀察，SPWM波形線性度較好，當(dāng)給定頻率改變時(shí)，三相線電壓基本保持對稱。    采用等效面積法生成的SPWM波形精度高，更接近正弦波，且諧波分量小，同時(shí)也對CPU的運(yùn)算速度提出更高要求。本文利用高速嵌入式AVR單片機(jī)產(chǎn)生SPWM脈沖序列，與專用控制芯片相比，具有速度快、精度高、算法靈活等特點(diǎn)，同時(shí)由于AVR單片機(jī)價(jià)格低廉，編程開發(fā)方便，在低成本的變頻調(diào)速系統(tǒng)中有良好的發(fā)展前景?；赟A4828的三相組合式逆變器設(shè)計(jì) 空軍雷達(dá)學(xué)院劉茂榮(武漢430010) 1引言 電源設(shè)備是一種量大面廣、通用性很強(qiáng)的電子產(chǎn)品。幾乎在現(xiàn)代通訊

27、、電子儀器、計(jì)算機(jī)、工業(yè)自動(dòng)化、電力工程、國防等部門都要使用電源，在其它各個(gè)行業(yè)及日常生活中，電源也得到了廣泛應(yīng)用。隨著科學(xué)技術(shù)的發(fā)展，對電源設(shè)備也提出了更高的要求。為了滿足眾多的用戶，電源的規(guī)格品種是越來越多，由于電源的應(yīng)用對象具有多樣性、新穎性和復(fù)雜性，所以電源設(shè)備不僅要做到高質(zhì)量、高效率、高可靠性，而且要有適應(yīng)其各式各樣負(fù)載的輸出特征。三相輸出的逆變電源，在集中供電等多數(shù)情況下，都會(huì)面臨三相負(fù)載不平衡問題，嚴(yán)重的是負(fù)載100不平衡。即使電源在安裝使用之初，盡量分配三相負(fù)載達(dá)到平衡，可在用電過程中卻無法保證三相負(fù)載同時(shí)開、關(guān)機(jī)，加上逆變器內(nèi)阻比起發(fā)電機(jī)的內(nèi)阻要大得多，因而引起的各種影響不得

28、忽視。 為了取得標(biāo)準(zhǔn)一致便于分析，將三相負(fù)載100不平衡，定義為兩種情況，第一種情況為其中一相滿載，另外兩相空載；第二種情況為兩相滿載，另一相空載。 我們大致統(tǒng)計(jì)一下負(fù)載不平衡對輸出電壓的影響，如表1所示。 表1負(fù)載不平衡對輸出電壓的影響 三相負(fù)載不平衡度 020 2135 3650 51100 三相電壓不平衡度 <2 <5 <10 10 一般三相逆變電源，輸出電壓的不平衡度指標(biāo)為<2。從表1可看出，當(dāng)負(fù)載不平衡度>20時(shí)，電壓不平衡度已經(jīng)超標(biāo)。 三相負(fù)載100不平衡時(shí)，引起逆變器的輸出有的相電壓升高，有的相電壓降低，使逆變器無法正常工作，甚至造成負(fù)載損壞。于是解

29、決三相逆變電源，在負(fù)載100不平衡時(shí)，能正常工作刻不容緩。然而，單純要求用戶在使用過程中，保持三相負(fù)載平衡，顯然不現(xiàn)實(shí)，只有在逆變電源本身尋找切實(shí)可行的解決辦法。 目前解決負(fù)載100不平衡，采用的辦法有兩種，一是將輸出變壓器，三相繞組重新分配后再串聯(lián)起來。這種方法雖然簡單，部分解決了負(fù)載不平衡，但沒有徹底解決負(fù)載100不平衡的情況，同時(shí)電壓的穩(wěn)定度不高。二是將逆變部分，分為三個(gè)獨(dú)立的橋式逆變器，然后按相位差120°、240°的相序，組合為一個(gè)三相輸出的逆變電源。這種系統(tǒng)徹底解決了負(fù)載100不平衡的問題，結(jié)構(gòu)關(guān)系非常明確，保證了三相輸出電壓平衡，電壓穩(wěn)定度高。但電路較復(fù)雜，器

30、件增多，成本提高。在產(chǎn)品設(shè)計(jì)之初，必須考慮產(chǎn)品最終的各項(xiàng)技術(shù)指標(biāo)及性能，然后決定系統(tǒng)的工作模式與控制方式。綜合以上兩種方案，我們在研制新產(chǎn)品過程中，為了達(dá)到較好的輸出電壓穩(wěn)定度和平衡度，采取了第二種方案。在系統(tǒng)設(shè)計(jì)中優(yōu)化電路，減少器件，降低成本。特別是采用MITEL公司的SA4828與單片機(jī)，簡化控制電路取得較明顯效果。   圖1系統(tǒng)原理框圖 圖2SA4828管腳圖 2系統(tǒng)構(gòu)成 主電路主要由AC/DC整流濾波、DC/AC三個(gè)獨(dú)立的單相橋式逆變器、輸出濾波三大部分所構(gòu)成。原理框圖如圖1所示。 輸入三相380V、50Hz交流電壓，經(jīng)EMI抑制、整流、濾波后的直流高壓，供給三個(gè)單相半橋逆變

31、器。三個(gè)逆變器分別在控制電路相位差120、240的驅(qū)動(dòng)信號作用下，輸出SPWM波形。最后經(jīng)三個(gè)獨(dú)立的變壓器及濾波電路，組合成所需要的三相輸出電壓。其中逆變器開關(guān)管，采用了IPM智能模塊，由于開關(guān)管兩端通、斷峰值電壓很小，所以不需再加特殊的吸收電路。輸出變壓器采用了集成電感技術(shù)，使變壓、濾波一體化，降低了噪聲,提高了效率，增加了可靠性。電路簡單明了，無論負(fù)載如何不平衡，都不會(huì)使三相輸出電壓的不平衡度超標(biāo)。 3控制方案 本系統(tǒng)采用三相高精度PWM波產(chǎn)生器SA4828與單片機(jī)為主，構(gòu)成控制電路。SA4828是MITEL公司繼SA828、SA838PWM波產(chǎn)生器系列之后，推出的新一代性能更優(yōu)、功能更強(qiáng)

32、的大規(guī)模集成電路。它與微處理器連接，完成了所有外圍的檢測、控制和保護(hù)等功能，使系統(tǒng)智能化。 31SA4828簡介 （1）SA4828主要特點(diǎn) 靈活的控制功能SA4828能選擇三種不同的輸出波形，并且能通過軟件決定三相輸出波形的幅值，是統(tǒng)一控制，還是三相分別獨(dú)立控制。這一功能擴(kuò)大了用戶的使用范圍，尤其在需要解決逆變器負(fù)載100不平衡的問題時(shí)，顯得非常重要。 更高的頻率精度調(diào)制波頻率采用的是十六位，增加了頻率的分辯率，提高了逆變器輸出頻率的精度。 可靠性高SA4828新增加了“看門狗”電路，進(jìn)行監(jiān)控，程序運(yùn)行安全可靠。SA4828還采用了諧波抑制技術(shù)，降低了開關(guān)管的損耗。 （2）管腳說明 SA48

33、28為標(biāo)準(zhǔn)28腳雙列直插式封裝，如圖2所示。主要管腳分類說明如下： 驅(qū)動(dòng)信號及檢測 RPHT、RPHB、YPHT、YPHB、BPHT、BPHB為三相可獨(dú)立控制的TTL驅(qū)動(dòng)信號，第一個(gè)字母表示紅、黃、藍(lán)三相，分別相差120°、240°，后面的字母“T”為上開關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號，“B”為下開關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號。   圖3SA4828原理框圖 表2寄存單元地址及說明 AD3 AD2 AD1 AD0 寄存器 備注 0 0 0 0 R0 八位寄存器組 0 0 0 1 R1 0 0 1 0 R2 0 0 1 1 R3 0 1 0 0 R4 0 1 0 1 R5 1 1 1 0 R6 傳輸初始化命令 1 1 1 1 R7 傳輸控制命令 TRIP為狀態(tài)輸出指示。 SETTRIP、RST為關(guān)斷信號輸入端和復(fù)位端。 標(biāo)準(zhǔn)總線與控制模式 AD7AD0為地址與數(shù)據(jù)復(fù)用總線。 WR、RD、ALE為英特爾控制模式。 電源和時(shí)鐘 VDD、VSS分別為5V電源、接地端。 CLK為時(shí)鐘輸入端。 如果對照SA8282，可以看出SA4828在英特爾等模式下，只要將RS、MUX端接為高電平，SA4828就可以完全取代SA8282。但三相輸出波形的幅值，卻可分別靈活的控制。 （3）SA4828工作原理 SA4828原理框圖如圖3所示。