噪聲與高頻小信號放大器PPT課件

1、4.1 電阻的熱噪聲 由圖4.1可以看出，熱噪聲電壓un(t)是一個隨機量，其幅度和極性是隨時間無規(guī)則變化的，故不能用一確定的時間函數(shù)來表示。但它遵循某種統(tǒng)計規(guī)律，可以用概率特性及其功率譜密度函數(shù)來充分描述。電阻熱噪聲主要有以下特性： 第1頁/共122頁圖4.1 電阻熱噪聲電壓示意圖 un(t)t0第2頁/共122頁 (1) 在一個較長的觀測時間內(nèi)，熱噪聲電壓的平均值為零，即01lim( )0TnnTuu t dtT(4.11) 熱噪聲電壓正是無規(guī)則地偏離此平均值而起伏變化。熱噪聲電壓的均方值 2201lim( )TnnTUu t dtT(4.12) 第3頁/共122頁 (2)電阻熱噪聲具有極

2、寬的頻譜，其包含的頻率分量從零頻開始，直到1013Hz以上。雖然熱噪聲電壓的振幅頻譜無法確定，但功率頻譜是完全確定的。理論和實踐證明，在單位頻帶(1Hz)內(nèi)，電阻R兩端的噪聲電壓均方值為2( )4(/)S fkTR VHz(4.13) 圖4.2 電阻熱噪聲的功率譜示意圖 S( f )f0第4頁/共122頁 (3)盡管電阻熱噪聲的頻譜很寬，但實際測試(接收)系統(tǒng)的通頻帶有限，當電阻接入系統(tǒng)時，將對電阻熱噪聲進行濾波，只有位于通頻帶內(nèi)的那一部分噪聲功率才能對系統(tǒng)產(chǎn)生影響。假設測試系統(tǒng)的通頻帶是寬度為Bn，幅度為1的理想矩形，這時對系統(tǒng)而言，電阻熱噪聲電壓的均方值為2244nnnnnUkRBUUkR

3、B而均方根值為 (4.14)(4.15)第5頁/共122頁 如果R以k計，Bn以kHz計，并令T=290K(即常溫17)，可得工程計算式1()8nnURBV(4.16) 例如，一個400的電阻，在常溫條件下用Bn=4MHz的測試設備來測量，按式(4.16)計算，其熱噪聲電壓的均方根值約為5V。可見，電阻的熱噪聲是相當微弱的。第6頁/共122頁 4.1.2 電阻熱噪聲的計算 在電路的噪聲分析中，一個實際的電阻器R可以等效為一個理想的無噪聲電阻R和一個均方值為U2n的熱噪聲電壓源相串聯(lián)，如圖4.3(a)所示。根據(jù)等效電源定理，也可以等效為一個理想的無噪聲電導G和一個均方值為I2n的熱噪聲電流源相并

4、聯(lián)，如圖4.3(b)所示。其中，噪聲電流源222244nnnnUkTRBIkTGBRR(4.17) 式中，電導G=1/R。 第7頁/共122頁 圖4.3 電阻器的熱噪聲等效電路(a)熱噪聲電壓源；(b)熱噪聲電流源 RUn2GIn2(a)(b)第8頁/共122頁 由于電阻熱噪聲為一隨機量，不同電阻產(chǎn)生的熱噪聲電壓(電流)是彼此獨立、互不相關的，因此，當電阻串、并聯(lián)后，其總噪聲應按均方值疊加的規(guī)則進行計算。例如，在相同溫度下，電阻R1和R2串聯(lián)后，其總噪聲電壓的均方值應為2221212122444()4nnnnnnnUUUkTR BkTR BkT RR BkTR B 即兩個串聯(lián)電阻的總噪聲電壓均

5、方值等于串聯(lián)等效電阻R=R1+R2產(chǎn)生的噪聲電壓均方值，如圖4.4所示。 第9頁/共122頁 圖4.4 電阻串聯(lián)時的噪聲等效電路 R2Un22Un12R1RUn2第10頁/共122頁 通常，電容器的損耗電阻可以忽略，而電感器的損耗電阻一般不能忽略。因此，當一個無源網(wǎng)絡中含有電抗元件時，若考慮了電抗元件的損耗電阻后其等效阻抗為R+jX，則產(chǎn)生熱噪聲的僅僅是它的電阻分量R，其噪聲電壓均方值為24nnUkTR B (4.18) 第11頁/共122頁 4.1.3 熱噪聲通過線性電路 電阻熱噪聲是功率譜密度均勻的白噪聲，如圖4.5(a)所示。但是，當它通過具有選頻特性的線性電路后，其輸出功率譜密度So(

6、f)將會發(fā)生變化。若線性電路的電壓傳輸函數(shù)為H( jf)，其功率傳輸函數(shù)H2(f)=|H( jf)|2，如圖4.5(b)所示，則輸出端的噪聲功率譜密度為2( )( )( )oiSfHfSf(4.19) 第12頁/共122頁圖4.5 熱噪聲通過線性電路時功率譜密度的變化 (a)白噪聲功率譜；(b)傳輸函數(shù)； (c)輸出噪聲功率譜 Si( f )f00fH2( f )f00ff00fSo( f )(a)(b)(c)第13頁/共122頁 由于熱噪聲通過線性選頻電路后功率譜變?yōu)轭l率的函數(shù)，因此，輸出端的噪聲電壓均方值U2no應通過對So(f)的積分求得，即2200( )( )( )nooiUSf df

7、Hf Sf df(4.110) 將式(4.110)與圖4.5(c)對照可知，So(f)曲線與f軸之間的面積就表示輸出端的噪聲電壓均方值，這就是式(4.110)的幾何意義。第14頁/共122頁 1. 等效噪聲帶寬 為了簡化式(4.110)的計算，我們引入等效噪聲帶寬的概念。 等效噪聲帶寬Bn定義為一個幅度是H2(f0)的矩形功率傳輸特性的頻率寬度，在該寬度下矩形的面積等于實際功率傳輸曲線的積分面積，即22002020()( )( )()nnHfBHf dfHf dfBHf(4.111) 則 第15頁/共122頁 其中，H2(f0)為實際功率傳輸特性的最大值。Bn與H2(f)的關系示意圖如圖4.6

8、所示。由于兩者面積相等，所以用帶寬為Bn的理想矩形傳輸特性來等效實際特性，其輸出噪聲電壓的均方值不變。 利用等效噪聲帶寬Bn，并考慮到輸入為熱噪聲時，Si(f)=4kTR,則式(4.110)可改寫成22200( )( )4()noinUHf Sf dfkTRHfB(4.112)第16頁/共122頁圖4.6 等效噪聲帶寬示意圖 H2( f )f00fH2( f0 )Bn第17頁/共122頁 式(4.112)表明，電阻熱噪聲通過線性電路后，其輸出電壓均方值是該電阻在頻帶Bn內(nèi)的熱噪聲電壓均方值的H2(f0)倍。通常，電路的H2(f0)已知，只要求出Bn，即可算出U2no。對于其他噪聲源(如晶體管等

9、)來說，只要是白噪聲或在有效頻帶內(nèi)噪聲功率分布均勻，都可利用式(4.112)來計算U2on。第18頁/共122頁 2. 電阻熱噪聲通過LC諧振電路 現(xiàn)以圖4.7(a)LC諧振電路為例，計算其輸出端的噪聲電壓均方值U2no。圖中，電阻r代表回路電抗元件中的固有損耗。當該電阻被一個無噪電阻r和噪聲源U2n的串聯(lián)支路代替后，便得到圖4.7(b)所示的噪聲等效電路?，F(xiàn)在圖中虛線框內(nèi)構成一無噪聲的諧振電路，其功率傳輸函數(shù)為 22022000112( )1(2)1()2RjfCHfffrrjfLQfCff(4.113)第19頁/共122頁 式中， 為諧振電路的品質(zhì)因數(shù)， 為諧振電阻。當f=f0時，由式(4

10、.113)可得 012fLC0/L CQr0LRCr200()RHfr(4.114) 利用式(4.113)、式(4.114)，且Q0較大時有20202000000.72000( )1()212212nHf dfBdfffHfQffd fBfQQf (4.115) 第20頁/共122頁圖4.7 LC諧振電路及其噪聲等效電路 (a)諧振電路；(b)噪聲等效電路(a)(b)LrCUno2Uno2CUn2rL第21頁/共122頁 式中， 為諧振回路的3dB帶寬。將式(4.114)、式(4.115)代入式(4.112)，可得00.70fBQ200.74()2noUkTRB(4.116) 第22頁/共12

11、2頁4.2 有源器件噪聲 4.2.1 晶體管的噪聲 1. 電阻熱噪聲 在晶體管中，載流子的不規(guī)則熱運動會產(chǎn)生熱噪聲。其主要來源是基區(qū)體電阻rbb，相比之下，發(fā)射區(qū)和集電區(qū)的熱噪聲很小，一般可以忽略不計。 第23頁/共122頁 2. 散粒噪聲 晶體管外加偏壓時，由于載流子越過PN結的速度不同，使得單位時間內(nèi)通過PN結的載流子數(shù)不同，從而引起PN結上的電流在某一平均值上有一微小的起伏。這種電流隨機起伏所產(chǎn)生的噪聲稱為散粒噪聲。理論和實踐證明，散粒噪聲與流過PN結的直流電流成正比。對于正向偏置的發(fā)射結，其散粒噪聲電流的均方值為22enEQnIqIB(4.21) 第24頁/共122頁 式中，q是電子的

12、電荷量(1.610-19)，IEQ是發(fā)射極靜態(tài)工作電流。由于晶體管的集電結通常加反向電壓，反向飽和電流要比發(fā)射極正向電流小很多，因此集電極反向飽和電流引起的散粒噪聲可忽略不計。 式(4.21)表明，晶體管的散粒噪聲是白噪聲。第25頁/共122頁 3. 分配噪聲 在晶體管基區(qū)，由于非平衡少數(shù)載流子的復合具有隨機性，時多時少起伏不定，使得集電極電流與基極電流的分配比例隨機變化，從而引起集電極電流有微小的波動。這種因分配比例隨機變化而產(chǎn)生的噪聲稱為分配噪聲。集電極電流中的分配噪聲電流均方值為2202(1cnCQnIqIB(4.22) 第26頁/共122頁 式中，ICQ是集電極靜態(tài)工作電流，是晶體管共

13、基極交流電流放大系數(shù)。將 入式(4.22)，經(jīng)變換可得I2cn的另一種表示式： 220/(1)afaajf202202(1) ( )1( )1 11()cnCQnaaIqIa F f BfF ffa ff(4.23) (4.24) 式(4.22)表明，晶體管的分配噪聲不是白噪聲，其功率譜密度是頻率的函數(shù)。頻率愈高，|2愈小，則分配噪聲愈大。第27頁/共122頁 4. 1/f噪聲 1/f噪聲又稱閃爍噪聲或低頻噪聲，其特點是它的功率譜密度與工作頻率近似成反比關系，所以它不是白噪聲。1/f噪聲產(chǎn)生的機理比較復雜，主要與半導體材料及其表面特性有關。由于1/f噪聲在低頻(幾千赫茲以下)時比較顯著，因此它

14、主要影響晶體管的低頻工作區(qū)。 在電子線路的噪聲分析中，通常采用晶體管噪聲等效電路。不同組態(tài)的晶體管有不同的噪聲等效電路。當晶體管工作于高頻范圍時，其共基極組態(tài)的T型噪聲等效電路如圖4.8所示。 第28頁/共122頁圖4.8 共基組態(tài)的晶體管T型噪聲等效電路rbcCbcIeIcn2cUbn2rbbIen2Cberebeb第29頁/共122頁 4.2.2 場效應管的噪聲 場效應管漏、源之間的溝道電阻會產(chǎn)生熱噪聲。與一般電阻器不同，溝道電阻由于受柵源電壓控制因而不是一個恒定電阻。若gm表示場效應管的轉移跨導，則溝道熱噪聲電流的均方值為 224()3DnmnIkTgB(4.25) 場效應管也存在1/f

15、噪聲，反映在漏極端的噪聲電流均方值為21()nfDQnIIBf(4.26) 第30頁/共122頁 式中，是與管子有關的系數(shù)；IDQ是靜態(tài)工作電流；f表示頻率。 在場效應管的噪聲等效電路中，將溝道熱噪聲和1/f噪聲合并在一起，可用一個接在漏、源之間的噪聲電流源I2Dn來等效，如圖4.9所示。由于I2Dn和I2nf互不相關，所以222214()()3DndnnfmnDQnIIIkTgBIBf 場效應管中的另一噪聲源是柵極漏電流IG產(chǎn)生的散粒噪聲，在圖4.9中用I2Gn表示，且(4.27) 22GnGnIqI B(4.28) 第31頁/共122頁圖4.9 場效應管噪聲等效電路 IGn2CgdIDn2

16、GDgmUgsYdsSCgs第32頁/共122頁 由于場效應管靠多數(shù)載流子導電，所以不存在分配噪聲。在以上噪聲中，溝道熱噪聲的影響最大。高頻工作時，1/f噪聲可以忽略。對于MOS場效應管，因柵極泄漏電流很小，所以I2Gn極小，只有當信號源內(nèi)阻很大時才考慮其影響。 第33頁/共122頁4.3 噪聲系數(shù)和噪聲溫度 4.3.1 噪聲系數(shù)的定義 實際電路的輸入信號通常混有噪聲。為了說明信號的質(zhì)量，可以用信號功率S與其相混的噪聲功率N之比(即S/N)來衡量，并稱比值S/N為信噪比。顯然，信噪比越大，信號的質(zhì)量越好。當信號通過無噪聲的理想線性電路時，其輸出的信噪比等于輸入的信噪比。 第34頁/共122頁

17、若電路中含有有噪元件，由于信號通過時附加了電路的噪聲功率，故輸出的信噪比小于輸入的信噪比，使輸出信號的質(zhì)量變壞。由此可見，通過輸出信噪比相對輸入信噪比的變化，可以確切地反映電路在傳輸信號時的噪聲性能。噪聲系數(shù)指標正是從這一角度引出的。線性電路的噪聲系數(shù)NF定義為：在標準信號源激勵下，輸入端的信噪比Si/Ni與輸出端的信噪比So/No的比值，即/iiFooSNNSN(4.31) 第35頁/共122頁 上述定義中標準信號源是指輸入端僅接有信號源及其內(nèi)阻Rs，并規(guī)定該內(nèi)阻Rs在溫度T=290K時所產(chǎn)生的熱噪聲為輸入端的噪聲源。 噪聲系數(shù)通常也用dB表示：/()10lg/iiFooSNNdBSN(4.

18、32) 對于無噪聲的理想電路，NF=0dB；有噪聲的電路，其dB值為某一正數(shù)。式(4.31)還可以表示為以下形式： ooFoPiiiNNNSK NNS(4.33) 第36頁/共122頁 式中，KP=So/Si為功率增益。式(4.33)說明，噪聲系數(shù)等于輸出端的噪聲功率與輸入噪聲在輸出端產(chǎn)生的噪聲功率(KPNi)的比值，而與輸入信號的大小無關。事實上，電路輸出端的噪聲功率包括兩部分，即KPNi和電路內(nèi)部噪聲在輸出端產(chǎn)生的噪聲功率N。因此，噪聲系數(shù)也可表示為1oPiFPiPiPiNK NNNNK NK NK N (4.34) 式(4.31)、式(4.33)和式(4.34)是噪聲系數(shù)的三種相互等效的

19、表示式。在計算噪聲系數(shù)時，可以根據(jù)具體情況，采用相應的公式。第37頁/共122頁 4.3.2 額定功率、額定功率增益與噪聲系數(shù) 在線性電路的輸入端，由于信號源電壓與其內(nèi)阻Rs產(chǎn)生的熱噪聲電壓源相串聯(lián)，如圖4.10所示，因此電路輸入端的信噪比與電路的輸入阻抗大小無關。同理，輸出端的信噪比也與負載電阻RL無關。但是，如果實際電路的輸入、輸出端分別是匹配的(即Ri=Rs,RL=Ro)，這時，利用額定功率和額定功率增益來計算或測量噪聲系數(shù)，往往比較簡便。第38頁/共122頁圖4.10 說明額定功率和額定功率增益的示意圖線性電路KPmRsUn2UsSim/NimSom/NomRLRoRi第39頁/共12

20、2頁 額定功率(或稱資用功率)是指信號源或噪聲源所能輸出的最大功率。在圖4.10所示的電路中，當滿足Ri=Rs時，信號源最大輸出功率即信號額定功率Sim為224444simsnsnimnssUSRUkTR BNkTBRR與此同時，輸入噪聲額定功率Nim為 (4.35)(4.36) 第40頁/共122頁 同理，當電路的輸出電阻與負載匹配(Ro=RL)時，可得輸出端的信號額定功率Som和噪聲額定功率Nom。 額定功率增益是指電路的輸入端和輸出端分別匹配時信號傳輸?shù)墓β试鲆?。在圖4.10所示電路中，當Ri=Rs、RL=Ro時，其額定功率增益為ompmimSKS第41頁/共122頁 電路的實際功率增益

21、并不一定等于該額定值，當輸入或輸出端失配時，實際功率增益將小于額定功率。 利用額定功率和額定功率增益參數(shù)，噪聲系數(shù)可表示為/imimomomFomomompmimimimSNNNNSSNKNNS(4.37) 將式(4.36)代入式(4.37)，可得 omFpmnNNKkTB(4.38) 1mFpmnNNKkTB (4.39) 第42頁/共122頁 4.3.3 噪聲溫度 噪聲溫度也是一種衡量線性電路本身噪聲性能的指標。如果將線性電路輸出端的噪聲功率Nm除以額定功率增益KPm后折算到輸入端，并且用信號源內(nèi)阻Rs在假想溫度Tn時所產(chǎn)生的額定噪聲功率來等效，于是有噪聲的電路就可看成一個理想的無噪聲電路

22、，則稱這個假想溫度Tn為線性電路的等效噪聲溫度或簡稱噪聲溫度。顯然，電路內(nèi)部噪聲越大，噪聲溫度越高，反之則越低。第43頁/共122頁 源內(nèi)阻Rs在Tn時產(chǎn)生的額定噪聲功率Nim=kTnBn，根據(jù)Tn的定義，則有mimnnpmmnpmnNNkT BKNTKkB(4.310)(4.311)則Tn可表示為 噪聲溫度和噪聲系數(shù)之間可以互換。將式(4.310)代入式(4.39)可得1(1)nFnFTNTTNT (4.312) (4.313) 第44頁/共122頁 式(4.313)表明，對理想的無噪電路，由于NF=1，故其噪聲溫度為零。NF越大，電路的噪聲溫度越高。令式(4.312)中的T=290K，則噪

23、聲系數(shù)也可由Tn求得。第45頁/共122頁 4.3.4 噪聲系數(shù)的計算 1. 晶體管放大器的噪聲系數(shù) 晶體管共基放大器的交流通路如圖4.11(a)所示，圖(b)為其高頻噪聲等效電路。圖中忽略了晶體管噪聲等效電路(見圖4.8)中的Cbe，并將噪聲電流源I2en變換為電壓源U2en，即222221enen eEQneenEQb eCb c b ckTUI rqIBrkTr BqIrZj C r(4.314) (4.315) 而 第46頁/共122頁 此外，U2bn和U2sn分別為rbb和信號源內(nèi)阻Rs產(chǎn)生的熱噪聲電壓源，其電壓均方值分別為2244bnbbnsnsnUkTr BUkTr B(4.31

24、6) (4.317) 第47頁/共122頁圖4.11 晶體管共基放大器及其噪聲等效電路 (a)共基放大器；(b)噪聲等效電路IeRsRLIbIcRsereUsn2Uen2Ubn2rbbIcn2IeZCcb(a)(b)第48頁/共122頁 現(xiàn)在利用負載開路法分別計算晶體管內(nèi)部各噪聲和源內(nèi)阻噪聲在輸出端產(chǎn)生的開路電壓均方值。 (1)由圖4.11(b)，當電路中僅有U2bn時，輸出端的開路電壓均方根值111()bnoeCeseCCesbUIZrRIZZrR通常滿足ZCre，則輸出端的開路電壓均方值為 2222112()bnCooseUZUURr(4.318) 第49頁/共122頁 (2) 同理，當電

25、路中僅有U2en時，可得2222(1)enoeCbbeeCCseUUI Zr IIZZRr通常也滿足ZCrbb+Rs，則 2222222()enCooseUZUURr(4.319) (3)由圖4.11(b)可知，當僅有U2cn時，輸出端呈現(xiàn)的開路電壓均方值U2o3=I2cn|ZC|2。第50頁/共122頁 (4) 當圖4.11(b)中僅有輸入噪聲源U2sn時，仿照(1)中的方法，可得U2sn通過放大器后在輸出端產(chǎn)生的開路電壓均方值為 2222()snCosseUZURr(4.320) 由于晶體管內(nèi)各噪聲源可以認為是互不相關的，因此放大器內(nèi)部噪聲源在輸出端產(chǎn)生的開路噪聲電壓均方值為2222123

26、oAoooUUUU(4.321) 第51頁/共122頁 由式(4.34)，并用電壓均方值比代替功率比時，放大器的噪聲系數(shù)可表示為2222222222()11oAbnencnseFossnsnsnUUUIRrNUUUU 將式(4.314)至式(4.317)代入上式并經(jīng)化簡，最后可得22000(1)()11 21bbssFss earaRrfNRR raa f (4.322)第52頁/共122頁 式(4.322)的物理意義很明顯，右邊第一項表示理想放大器的噪聲系數(shù)，其余各項依次為基區(qū)體電阻噪聲、散粒噪聲和分配噪聲引起的噪聲系數(shù)的增值。分析式(4.322)可得以下結論： (1) NF與工作頻率有關。

27、 (2) NF與信號源內(nèi)阻Rs有關。 (3) NF與晶體管的工作狀態(tài)有關。 第53頁/共122頁圖4.12 晶體管放大器的噪聲頻率特性NF1 / f0f1(1 kHz)f103 dB / 倍頻6 dB / 倍頻f第54頁/共122頁圖4.13 NF與Rs的關系曲線 圖4.14 NF與IEQ的關系曲線 0NFRsoptRs0NFIEoptIE第55頁/共122頁 2.無源四端網(wǎng)絡的噪聲系數(shù) 匹配網(wǎng)絡，無源濾波器及具有一定長度的傳輸電纜都是高頻電路中常用的無源四端網(wǎng)絡。由于無源網(wǎng)絡中總有電阻或電抗元件的損耗電阻，所以當信號通過時會對其附加熱噪聲。 對于無源四端網(wǎng)絡，當輸入、輸出端均匹配時，其額定輸

28、入、輸出噪聲功率將滿足以下關系： Nim=Nom=kTBn 將上式代入式(4.38)可得1FpmNLK(4.323) 第56頁/共122頁 4.3.5 級聯(lián)電路的噪聲系數(shù) 接收微弱信號時，往往需要多級放大器級聯(lián)。對于級聯(lián)電路的噪聲系數(shù)，可以通過各級的噪聲系數(shù)和額定功率增益求出。在圖4.15所示的兩級電路中，設各級的噪聲系數(shù)和額定功率增益分別為NF1、KPm1和NF2、KPm2，則根據(jù)式(4.39)所表示的噪聲系數(shù)，可求出各電路自身產(chǎn)生的輸出噪聲功率，其值分別為 Nm1=(NF1-1)KPm1kTBn Nm2=(NF2-1)KPm2kTBn第57頁/共122頁圖4.15 兩級級聯(lián)電路示意圖 線性

29、電路NF1KPm1線性電路NF2KPm2RsUs第58頁/共122頁 而兩級電路的總輸出噪聲功率應包括：經(jīng)第一、第二級放大的輸入噪聲功率；經(jīng)第二級放大的第一級Nm1和第二級Nm2，即 Nom=KPm1KPm2kTBn+KPm2Nm1+Nm2 令KPm=KPm1KPm2為兩級電路的總額定功率增益，并將上式和KPm代入式(4.38)，可得兩級電路的噪聲系數(shù)為 (4.324)2111omFFFPmnPmNNNNKkTBK第59頁/共122頁 將兩級電路推廣到多級，用同樣方法可求得其總噪聲系數(shù)為23111111FFFFPmPmPmNNNNKKK(4.325) 由式(4.325)可知，當前兩級功率增益足

30、夠大時，級聯(lián)電路的總噪聲系數(shù)主要決定于第一級的噪聲系數(shù)，越是靠后級，對總噪聲系數(shù)的影響就越小。因此，在多級電路中，降低噪聲系數(shù)的關鍵是第一級，不僅要求它的噪聲系數(shù)小，而且還希望它的功率增益盡可能大。第60頁/共122頁 4.3.6 接收機的靈敏度 噪聲系數(shù)除用來衡量線性電路的噪聲性能外，還可用來估計系統(tǒng)接收(或檢測)微弱信號的能力，即靈敏度指標。接收機的靈敏度是指為保證必要的輸出信噪比，接收機輸入端上所需的最小有用信號電平。該信號電平越低，則接收靈敏度越高，表示接收微弱信號的能力越強。根據(jù)噪聲系數(shù)的定義，并由式(4.36)可得接收機輸入端所需的最小信號功率和最小信號電壓分別為(min)(min

31、)(min)()2oiFnoiiiSSN kTBNURS(4.326)(4.327) 第61頁/共122頁 式中，So/No為接收機中頻放大器輸出(即檢波器輸入)端所要求的信噪比，它取決于系統(tǒng)的調(diào)制方式和檢波方法。Ri為接收機輸入端匹配時的輸入電阻。第62頁/共122頁4.4 高頻小信號放大器概述 高頻小信號放大器通常是指接收機中混頻前的射頻放大器和混頻后的中頻放大器。由于來自接收天線的信號既有中心頻率很高(幾百kHz到幾百MHz)而頻譜寬度相對較窄(幾kHz到數(shù)十MHz)的已調(diào)有用信號，又有不同中心頻率的已調(diào)無用信號和干擾信號，因此要求高頻放大器應具有一定形狀的頻率選擇特性。 第63頁/共1

32、22頁 1.增益 為了提高接收微弱信號的能力，要求高頻放大器有足夠的電壓增益或功率增益。比如對于遠程接收機，從天線上收到的信號強度一般為微伏量級，而解調(diào)器所需的信號電壓要在1V以上，所以放大器的電壓增益必須高于120dB。高增益需要靠高放和中放多級放大器來實現(xiàn)，我們希望每級放大器的增益盡量大，使?jié)M足總增益時級數(shù)盡可能少。但由于噪聲、頻帶寬度和自激問題的約束，使每級放大器的增益有一定的限制。第64頁/共122頁 2. 通頻帶和選擇性 由于高頻放大器的輸入信號一般都為已調(diào)信號，有用信號的頻率分量對稱地或不對稱地分布于中心頻率的兩側，因此放大器必須具有一定寬度的通頻帶，以便讓信號中的各頻率分量得到均

33、勻的放大。 第65頁/共122頁 在均勻放大有用信號的同時又能有效地抑制頻帶以外的無用信號，這是對高頻放大器提出的選擇性要求。具有理想選擇性的放大器，其幅頻特性曲線應呈矩形。但實際的曲線形狀往往偏離矩形，如圖4.16所示。為了衡量實際選擇性接近理想矩形的程度，通常引入?yún)?shù)矩形系數(shù)K0.1，它定義為0.10.10.7BKB(4.41) 式中，B0.1為相對放大倍數(shù)下降到0.1處的帶寬，如圖4.16所示。顯然，矩形系數(shù)越小，選擇性越好，其抑制鄰近無用信號的能力就越強。第66頁/共122頁圖4.16 實際放大器的頻率選擇特性曲線 K( f ) / K010.7070.10f0B0.7B0.1f第67

34、頁/共122頁 3. 穩(wěn)定性 電路穩(wěn)定是放大器正常工作的首要條件。不穩(wěn)定的高頻放大器，當電路參數(shù)隨溫度等因素發(fā)生變化時，會出現(xiàn)明顯的增益變化、中心頻率偏移和頻率特性曲線畸變，甚至發(fā)生自激振蕩。由于高頻工作時，晶體管內(nèi)反饋和寄生反饋較強，因此高頻放大器很容易自激。因此，必須采取多種措施來保證電路的穩(wěn)定，如合理地設計電路、限制每級的增益和采取必要的工藝措施等。第68頁/共122頁 4.噪聲系數(shù) 為了提高接收機的靈敏度，必須設法降低放大器的噪聲系數(shù)。高頻放大器由多級組成，降低噪聲系數(shù)的關鍵在于減小前級電路的內(nèi)部噪聲。因此，在設計前級放大器時，要求采用低噪聲器件，合理地設置工作電流等，使放大器在盡可能

35、高的功率增益下噪聲系數(shù)最小。第69頁/共122頁4.5 晶體管諧振放大器 諧振放大器是用LC并聯(lián)諧振回路作負載的選頻放大器。常用的諧振回路如圖4.17所示，其中，(a)和(b)為單調(diào)諧回路，(c)和(d)為雙調(diào)諧耦合回路。通常，回路的初級端直接或通過抽頭與放大管輸出端相接，而下級負載通過變壓器耦合或抽頭方式接入回路。 第70頁/共122頁 這樣，負載回路在諧振時的頻率特性(如有載Q值、通頻帶和選擇性等)，將決定放大器的選頻特性。單調(diào)諧回路的諧振放大器電路簡單，調(diào)整方便，所以應用較廣。而雙調(diào)諧耦合回路在通頻帶和選擇性方面都優(yōu)于單調(diào)諧回路。因此，在上述指標要求較高的場合，可采用雙調(diào)諧回路諧振放大器

36、。本節(jié)將以單調(diào)諧回路諧振放大器為例，來討論諧振放大器的性能特點及指標計算方法。第71頁/共122頁圖4.17 諧振放大器中常用的調(diào)諧回路 CLR1C1L1R2C2L2MR1L1C1C2L2R2(a)(b)(c)(d )CL第72頁/共122頁 4.5.1 晶體管Y參數(shù)等效電路 在諧振放大器中，晶體管的輸入、輸出端分別與并聯(lián)諧振回路相接，如采用圖4.18(a)的簡化高頻混合型等效電路，會給計算帶來不便，而采用導納參數(shù)則較為簡便。因此，在分析諧振放大器時，常用晶體管Y參數(shù)等效電路。若把共發(fā)射極晶體管看成一個線性雙端口網(wǎng)絡，并選端口電壓為自變量，端口電流為因變量，可得網(wǎng)絡Y參數(shù)方程組bbeceier

37、ecbecefeoeIy Uy UIy Uy U(4.51) (4.52) 第73頁/共122頁 根據(jù)以上方程組，可畫出共發(fā)射極晶體管的Y參數(shù)等效電路，如圖4.18(b)所示。其中，yie和yfe分別為輸出端短路時的輸入導納和正向傳輸導納；yo e和yre分別為輸入端短路時的輸出導納和反向傳輸導納。利用圖4.18(a)等效電路并考慮到CbeCbc后，則根據(jù)Y參數(shù)的定義，可求得兩參數(shù)間的關系為00cecebb eb eieUbbecmfeUbbeIgj CyDUIgyDU(4.53) (4.54) 第74頁/共122頁 式中， 00bebecb c b bmoeUb cbcebb creUbce

38、Ij C r gyj CDUIj CyDU(4.55)(4.56) 1/,1()b eb ebb bb eb egrDrgj C 。第75頁/共122頁圖4.18 晶體管混合型等效電路和Y參數(shù)等效電路 (a)型等效電路；(b)Y參數(shù)等效電路berbbbCberbeCbcUbegmUcebUbeIbUceyieyoe(a)(b)ccIcyreUceyfeUbeeUbe第76頁/共122頁 式(4.53)至式(4.56)表明，Y參數(shù)是頻率的復雜函數(shù)，同時因gbe和gm都與IEQ有關，所以Y參數(shù)也是靜態(tài)工作電流的函數(shù)。參數(shù)值隨工作頻率變化，會給電路計算帶來不便，這是采用Y參數(shù)的缺點。但對于像諧振放大

39、器這樣的窄帶放大器(即帶寬遠小于中心頻率)，由于在中心頻率附近，Y參數(shù)隨頻率的變化很小，因此在分析諧振放大器時，可以把中心頻率處的Y參數(shù)值看成在帶寬范圍內(nèi)不隨頻率變化的常數(shù)。 第77頁/共122頁 4.5.2 單調(diào)諧回路諧振放大器分析 晶體管共發(fā)射極單調(diào)諧回路諧振放大器如圖4.19(a)所示。圖中，RB1、RB2和RE組成偏置電路，單調(diào)諧回路與集電極直接相連，并通過變壓器耦合將信號輸出給下級負載。圖4.19(b)為該放大器的Y參數(shù)等效電路。其 和Ys分別為信號電流源及其輸出導納，YL為放大器輸出端的負載導納，即 由圖4.19(b)的等效電路，可得如下關系式： sI1LLYgj Lj Cbssb

40、ebbeceiereIIY UIy Uy U(4.57)(4.58) 第78頁/共122頁圖4.19 諧振放大器及其Y參數(shù)等效電路 (a)原理電路；(b)Y參數(shù)等效電路LRB1RB2RECECCBUoRLECUi第79頁/共122頁圖4.19 諧振放大器及其Y參數(shù)等效電路 (a)原理電路；(b)Y參數(shù)等效電路bUbeyfeUceyreyoeIbYsIsYLIcUbeUieUceyie第80頁/共122頁 1. 電壓放大倍數(shù) 為放大器輸出電壓 與輸入電壓 之比。將式(4.510)代入式(4.59)得cbecefeoecceLIy Uy UIY U (4.59) (4.510)uKuK()oceU

41、 U()ibeU UbececefeoeLocefeuoeLibey Uy UY UyUUKyYUU 則電壓放大倍數(shù)為(4.511) 第81頁/共122頁 在負載回路諧振時，因yoe和YL的電納抵消，故0feuoeLyKgg (4.512) 2.輸入導納Yi Yi定義為放大器接負載時，從輸入端看進去的導納，即 。將式(4.511)代入式(4.58)，得/bbeiYIUrefebbebeieoeLbrefeiieoeLbey yIy UUyYy yIYyyYU(4.513) 第82頁/共122頁 式中右邊第二項是因yre引入的輸入導納部分，它反映了負載通過晶體管內(nèi)部反饋對輸入端所產(chǎn)生的影響。 3

42、. 輸出導納Yo Yo定義為放大器輸入端接有信號源導納時，從輸出端看進去的導納。即將圖4.19(b)中的電流源和負載開路(YL=0)，并在輸出端加上電壓 ，則 與 的比值就是輸出導納。將式(4.57)代入式(4.58)，并令 ，得cUcIcU0sI 第83頁/共122頁 4.通頻帶與選擇性 諧振放大器的頻率特性主要取決于負載諧振回路的頻率特性。若令yoe=goe+jCoe，則放大器的總負載導納可表示為00sLrefecceceoeieecrefeooeIiescYy yIy UUyYy yIYyyYU(4.514) 則輸出導納為 第84頁/共122頁 由式(4.511)、式(4.512)，可得

43、歸一化電壓放大倍數(shù)01()2()(1)OELoeLoeLoeLyYggjCCj LQfggjf(4.515) uoeLoeLuoKggyYK第85頁/共122頁 將式(4.515)代入上式，其幅頻特性表示式為200121()uLuKQfKf(4.516) 根據(jù)上式畫出的單調(diào)諧回路諧振放大器電壓放大倍數(shù)的歸一化幅頻特性曲線如圖4.20所示。令式(4.516)等于 ，可求得放大器的通頻帶為1/200.70.72LfBfQ (4.517) 第86頁/共122頁圖4.20 諧振放大器的歸一化幅頻特性曲線 KuKu010f0f第87頁/共122頁 可見，當f0一定時，QL值愈高，諧振放大器的通頻帶愈窄，

44、反之則愈寬。如前所述，諧振放大器的選擇性是用矩形系數(shù)K0.1來表示的。令式(4.516)等于0.1，解得00.10.121001LfBfQ 將上式和式(4.517)代入K0.1的定義式，則有0.70.10.110019.95BKB第88頁/共122頁 上式結果表明，單調(diào)諧回路放大器的矩形系數(shù)比1大很多，反映在頻率特性上即幅頻特性曲線與理想矩形相差甚遠，所以其頻道選擇性差，這是單調(diào)諧回路放大器的缺點。以上我們分析了單級諧振放大器的性能指標。對于有n級的多級單調(diào)諧回路放大器，總電壓放大倍數(shù)為各級放大倍數(shù)的乘積，即12()uuuunnKKKK(4.518) 如果各級放大器完全相同，則 ()nunuK

45、K第89頁/共122頁 n級相同放大器的歸一化幅頻特性可表示為202()1()21() unnunLoKKQff(4.519) 令式(4.519)等于1/ ，可求得n級放大器的通頻帶為21100.70.7()2121nnnLfBBQ(4.520)第90頁/共122頁 令式(4.519)等于0.1，可解得 100.1()1001nnLfBQ 由上式和式(4.520)，可得n級單調(diào)諧回路放大器的矩形系數(shù)為10.70.110.1()1001()21nnnnBKB 可見，多級放大器的選擇性有所改善，但改善的程度會隨n的增大(n3后)而明顯減弱。 第91頁/共122頁 4.5.3 諧振放大器的穩(wěn)定性 從

46、以上分析可以看出，由于晶體管存在反向傳輸導納，因此輸出電壓會反作用到輸入端形成反饋。這種內(nèi)部反饋可以引起放大器工作不穩(wěn)定。為此，我們來分析放大器的輸入回路。 在實際電路中，諧振放大器的輸入回路就是前級的輸出諧振回路，放大器的輸入導納Yi將并接在該回路兩端，如圖4.21(a)所示。圖中，反饋導納YF為式(4.5-13)中右邊的第二項，是輸出負載通過yre內(nèi)反饋引起的輸入導納部分，即第92頁/共122頁refeFoeLy yYyY (4.521) 圖4.21 諧振放大器的等效輸入回路jbFgsIsCsLsyiegFYF(a)第93頁/共122頁 圖4.21 諧振放大器的等效輸入回路K0f0f 有內(nèi)

47、反饋 無內(nèi)反饋(b)第94頁/共122頁 當沒有反饋導納YF時，包括yie在內(nèi)的輸入回路是調(diào)諧的。這時，yie中的電納部分可歸入L或C中，決定回路的諧振頻率；yie中的電導部分加上信號源內(nèi)電導gs則決定回路的有載Q值。然而，YF的存在，改變了輸入回路的上述性能參數(shù)。由式(4.521)知，YF與晶體管參數(shù)和負載導納有關。為方便計，若忽略rbb，根據(jù)式(4.54)和式(4.56)，有yfegm，yre-jCbc。此外，設GL、BL分別為輸出總導納yoe+YL的電導分量和電納分量，則式(4.521)可改寫為2222b cmb cmLb cmLFFFLLLLLLC gC g BC g GYjjgjbG

48、jBGBGB(4.522) 第95頁/共122頁 式中，gF和bF分別為YF的電導分量和電納分量，它們都是頻率的函數(shù)。在放大器的諧振頻率f0附近，當ff0時，BL0，gF為正值；當ff0時，BLyfeyre，則輸入導納Yiyie，可基本消除反饋導納YF的不利影響。但由式(4.511)可知，YL的增大，將使電壓放大倍數(shù)減小。因此，失配法實質(zhì)上是利用降低單級放大器的增益來換取工作穩(wěn)定的。第97頁/共122頁 2. 中和法 中和法是在放大器的輸出與輸入端之間外加反饋網(wǎng)絡，通過其外部反饋來中和(抵消)晶體管的內(nèi)部反饋，實現(xiàn)信號單向傳輸。由于晶體管反向傳輸導納yre中的電導分量很小，即忽略rbb時，yr

49、e-jCbc，因此只需一個反饋電容即可抵消Cbc的內(nèi)反饋影響，達到中和的目的。圖4.22是實現(xiàn)中和的交流原理電路，圖中，Cbc代表晶體管的內(nèi)反饋電容，CN為外接的中和電容。 第98頁/共122頁圖4.22 中和法原理圖 ACbcCUcUNL1L2CNUiIrIF第99頁/共122頁 由圖4.22，中和條件可表示為1122cNb cNcNb cb cb cNCUC UULNCCCCLNU(4.523)即 式中，N1、N2分別為L1和L2線圈的匝數(shù)。式(4.523)可作為選擇中和電容CN的基本依據(jù)。 第100頁/共122頁4.6 集中選頻放大器 由于集中濾波器的頻率特性固定，所以集中選頻放大器只能

50、用作中心頻率不變的頻帶放大器。圖4.23是集中選頻放大器通常采用的組成模式。 第101頁/共122頁圖4.23 集中選頻放大器的組成模式 前置寬帶放大器集中濾波器寬帶放大器UiUo第102頁/共122頁 4.6.1 聲表面波濾波器 聲表面波濾波器(SAWF)是采用某些壓電材料(如石英、鈮酸鋰或鋯鈦酸鉛等)制成的一種電聲換能元件，其結構示意圖如圖4.24(a)所示。它是在一塊拋光的壓電基片表面，利用光刻工藝制成輸入、輸出兩組交叉指形的金屬電極，分別稱為發(fā)端換能器和收端換能器。第103頁/共122頁 圖4.24 聲表面波濾波器的結構示意圖(a)結構示意圖；(b)叉指換能器結構參數(shù)第104頁/共12

51、2頁 對于圖4.24(b)所示的均勻叉指換能器，即指寬a、指距b和指長l(兩叉指重疊部分的長度)均為恒定值的換能器，當輸入交變電壓時，可把每對叉指看作一個聲源，因此在接收點處，聲波強度為來自各聲源的聲波在該點處的矢量和。由于相鄰兩對叉指間的距離差為a+b，因此聲波傳到接收點的時間差 ，vs為聲表面波的傳播速度。若輸入信號的角頻率為，則由該時間差引起的相角差為 sabv()sabv(4.61) 第105頁/共122頁 假定發(fā)端換能器有n對叉指，第一對到接收點的距離為x0，則接收點處的總波強可表示為0(/)1(1)011( 1)snnjt xvkj kkkkSsA ee(4.62) 式中，A0是每

52、個聲波的振幅，其大小與指長l成正比；出現(xiàn)負號是因為相鄰叉指上的電壓極性相反。分析式(4.62)可知，當=時，合成波的幅度最大，為nA0。這表示n個表面波同相到達接收點，使總幅度為各聲波振幅的疊加?，F(xiàn)定義=時的頻率f0為濾波器的中心頻率，則由式(4.61)可得02()svfab(4.63) 第106頁/共122頁 當信號頻率偏離f0時(如f=f-f0)，由于使波幅不滿足同相疊加，接收點的總幅度將減小，甚至因反相抵消而變?yōu)榱悖虼?，形成了聲表面波濾波器的選頻特性。分析表明，均勻叉指換能器的幅頻特性滿足sinx/x的函數(shù)形式，考慮到發(fā)端和收端兩個換能器的共同作用，所以聲表面波濾波器 的 幅 頻 特 性 | H ( j ) | 具 有 如 圖 4 . 2 5 所 示 的 ( s i n x / x ) 2 特