單片機控制的高壓開關電源設計

1、沈陽師范大學碩士學位論文單片機控制的高壓開關電源設計 姓名:孟德川申請學位級別:碩士 專業(yè):粒子物理與原子核物理 指導教師:鄧玉福20090501單片機控制的高壓開關電源設計摘 要高壓電源在日常的生產、生活中有著廣泛的應用,尤其在軍事、醫(yī)療、射線 類探測器和靜電噴涂等技術領域。 傳統的高壓電源多采用線性技術, 這種結構形 式造成電源變換效率低,體積大,重量沉,操作維修不方便。隨著電源技術的發(fā) 展,人們對高壓電源的智能化程度、轉換效率和帶負載能力提出了更高的要求。 智能化開關電源以線性電源無法比擬的特點和優(yōu)點己經成為電源行業(yè)的主流形 式。該技術的應用使高壓電源變得體積小、重量輕、效率高、智能化更

2、強。 本論文研究工作針對 X 射線熒光分析裝置對供電高壓電源在效率、體積和 智能控制等方面的要求,研制了一種以單片機和脈寬調制(PMW 技術為基礎 的高壓電源。 該電源由 STC89C51單片機控制脈寬調制芯片 TL494, 采用單端式 推動,經變壓器和倍壓整流升壓,輸出 050kV 連續(xù)可調電壓。該電源采用數字 調節(jié)、閉環(huán)實時監(jiān)控、模數電路相互配合,具有通用性強、輸出范圍寬、穩(wěn)壓精 度高、控制性能優(yōu)良等特點。關鍵詞:單片機,開關電源, TL494,高壓電源Design of the high-voltage switching mode-power supply based on SCMAb

3、stractHigh-voltage power supply is applied broadly in daily life and production, especially used in military, medical, class-ray detector and electrostatic spraying. Tradltional high-voltage power supply mainly adaopts technology of linear power spuply such type of structure makes the whole effieien

4、ey of power supply below, large, heavy and operation and maintenance which is not convenient.with the developoment and advancement of power supply technology, the intelligent level, conversion efficiency and load capacity is higher requirements for the high-voltage power supply. Intelligent switchin

5、g power supply has become the mainstream form. of the power industry with the unmatched features and advantages. Application of the technology has made the hgh voltage power to become the small size, light weight, high efficiency and more intelligent.With the requirements of the efficiency, volume s

6、ize and intelligent control of the power supply for the x-ray fluorescence analysis, a high-voltage power supply based on the technique of SCM and PWM has been developed. It uses STC89C51 SCM to control TL494, adopts single ended type promote, and puts out changeable voltage after it boosted by a tr

7、ansformer and voltage multiplying rectifier. The power adopts digital regulation and closed loop real-time monitoring to cooperated with a analog circuit, and the power has advantages of strong generality, wide output range, high stable voltage accuracy, excellent control property, etc.Keywords: SCM

8、, Switchingmode-powersupply, TL494,High-voltage power supply第一章 引 言單片機控制的高壓開關電源具有通用性強、 輸出范圍寬、 穩(wěn)壓精度高、 控制 性能優(yōu)良等特點。 彌補了傳統高壓電源體積大, 效率低等缺點, 受到人們的極大 關注。一、高壓直流電源基本原理和應用高壓直流電源是將工頻電網電能轉變成特種形式高壓的一種電子儀器設備, 高壓直流電源按輸出電壓極性可分為正極性和負極性兩種。 高壓直流電源已經廣 泛應用于當今的軍事、工業(yè)、日常生活等領域?；仡櫢邏褐绷麟娫窗l(fā)展歷史,高 壓直流電源最初是將工頻電壓直接經高壓變壓器升壓后整流濾波 1,

9、或升壓后再 倍壓整流后得到高壓的,其基本原理如圖 1.1所示。隨著科學技術的發(fā)展,高壓 直流電源采用了線性技術。 圖 1.1 高壓直流電源基本原理圖二、開關電源發(fā)展歷史隨著電子技術的高速發(fā)展, 電子系統的應用領域越來越廣泛, 電子設備的種 類也越來越多。 電子設備的小型化和低成本化使電源向輕、 薄、 小和高效率方向 發(fā)展。開關電源的發(fā)展從來都是與半導體器件及磁性元件等的發(fā)展相關 2,高頻 化的實現, 需要相應的高速半導體器件和性能優(yōu)良的高頻電磁器件。 因此開關電 源可以按照作為開關元件的半導體功率器件分成幾個階段:最早的半導體功率器 件,起始于 1958年的晶閘管,又稱 SCR 可控硅整流器,

10、是第一個階段; 60年代出現了快速晶閘管,到 70年代又研制成功了高壓大電流的門級可關斷晶閘管 (GTO 、 電力巨型晶體管 (GTR , 它們都是雙極型電力半導體器件, 逐漸取代了 傳統的 SCR 。這些大功率器件與微處理機相互結合,開關電源進入了“自關斷 器件” 的第二個階段; 由于微電子學科的快速發(fā)展, 70年代中后期又出現了 MOS 場效應晶體管,特別是 80年代問世的功率場效應管 VDMOS (又稱“功率 MOSFET ” ,以及派生的 MOS 型絕緣柵雙極晶體管 (IGBT ,其特性和功能更 新發(fā)展使功率變換和穩(wěn)壓電源技術發(fā)生了新的飛躍, 使開關電源技術發(fā)展到高頻 化、智能化的第三

11、個階段。三、高壓開關電源簡介20世紀 70年代世界電源史上發(fā)生了一場革命, 即脈寬調制技術在電源領域的 應用。 到目前為止, 電源的頻率已經達到數千 Hz , 應用先進的準諧振技術甚至可 以達到兆 Hz 水平。高頻化使高壓電源體積大幅度的減小,輕巧便攜,實用性和 使用方便性明顯得到改善。近幾年,隨著電子電力技術的發(fā)展,新一代功率器件,如 MOSFET , IGBT 等應用, 高頻逆變技術的逐步成熟, 出現了高壓開關直流電源, 同線性電源相比 較高頻開關電源的突出特點是:效率高、體積小、重量輕、反應快、儲能少、設 計和制造周期短。 由于它的優(yōu)越特性, 現在已逐漸取代了傳統的高壓線性直流電 源。

12、圖 1.2 高壓開關電源基本原理圖圖 1.2是高壓開關電源示意圖。 同圖 1.1相比較, 它采用了脈寬調制技術, PMW技術和逆變器技術結合 3,實現了高壓開關直流電源輸出電壓穩(wěn)壓、調壓和保護 功能。它的工作原理是:交流電經整流單元整流、濾波后,變成直流,逆變單元 由控制單元控制, 使直流電壓逆變成高頻方波電壓, 經高頻變壓器形成方波電壓, 然后經高壓整流輸出變成直流高壓, 電壓反饋單元將輸出的電壓和電流信號反饋 到控制單元,只要調整控制單元的設定電壓,就可調節(jié)直流高壓的輸出電壓。 目前,世界各國正在大力研制開發(fā)新型高壓高頻電源,包含新的電源理論、 新型模塊化電路、 新型電子器件等, 以滿足電

13、子設備小型化、 高效化和高性能化 的時代發(fā)展要求。四、國內外高壓開關電源發(fā)展的簡單現狀目前,國外高壓開關直流電源比較成熟,像 Spellman 、 Classman 等高壓電 源公司已生產出小型化、高效化、智能化的高壓直流電源,然而價格比較昂貴, 國內直流高壓開關電源研究起步較晚, 與先進國家相比有較大差距。 尤其在高頻、 高性能直流高壓開關電源方面,國內還沒有形成批量生產能力。五、高壓開關電源發(fā)展的中的問題隨著新的電子元器件、 新的電磁材料、 新的電源變換技術、 新的控制理論及 新的專業(yè)軟件的不斷涌現, 并不斷地被應用于開關電源, 使得開關電源的性能不 斷提高,特點不斷更新,出現了如頻率高、

14、效率高、功率密度高、可靠性高等新 特性?，F代的高壓開關電源有以下幾個難點:1、高頻高壓變壓器體積減小,頻率升高,分布容抗變小,絕緣問題和效率 問題需要解決。2、由于高壓電源的頻率很高,導致功率開關器件開關頻繁,能耗增大,這 就對逆變器的拓撲結構應有所選擇。3、在控制檢測部分,高頻高壓開關電源采用采用了脈寬調制技術和逆變器 等技術,出現了強電弱電間的相互影響加強。檢測部位的高壓電壓(近 10kV , 對后續(xù)的電子元器件(精密電阻等提出了更高的性能要求。六、論文的主要工作本論文設計了一種作為 X 射線熒光分析裝置供電電源的高壓開關電源,該 電源采用脈寬調制(PWM 、單端式推動、數字調節(jié)、閉環(huán)實時

15、監(jiān)控、模數電 路相互配合,具有體積小、逆變效率高、通用性強、輸出范圍寬、穩(wěn)壓精度高、控制性能優(yōu)良等特點。電源整機性能指標為:1、輸入 AC220V ,輸出電壓 050kV(連續(xù)可調,輸出電流 03mA2、具有輸出過壓、過流保護3、穩(wěn)定性 0.1%, 波紋系數 <0.1%,效率 >65%第二章 高壓開關電路選擇與設計本章主要介紹開關電源的功率轉換電路、 開關器件、 變壓器以及倍壓電路的 各種形式,選擇和設計了我們實驗上采用的高壓開關電源電路 。一、功率轉換與倍壓整流電路在高壓開關電源電路中, 最關鍵的部分是功率轉換電路和倍壓整流電路。 在 開關電源中,功率轉換電路的基本形式有 5種,

16、正激式、反激式、半橋式、推挽 式和全橋式 4。倍壓整流電路分為二倍壓和多倍壓整流電路。下面分別介紹、分 析這些功率轉換電路和倍壓整流的結構和工作原理。(一正激式變換電路正激式變換電路的結構如圖 2.1所示。由于其儲能元件與負載電阻 R L 串聯 又稱串聯型變換電路。該電路直流電壓 U 是由工頻交流電源通過電源濾波器、 整流濾波器后轉換獲 得;開關管 S 為絕緣柵雙極型晶體管(IGBT 或 MOSFET ; T 為高頻變壓器; L 和 C 組成 LC 濾波器;二極管 D 1為半波整流元件, D 2為續(xù)流二極管; R L 為負 載電阻; U 0為輸出穩(wěn)定的直流電壓。 S 的驅動信號 XH 為 PW

17、M 控制電路輸出的 方波。當 XH 為高電平使 S 導通時,變壓器獲得輸入電壓為 U T =U1,二極管 D 1導 通, D 2截止,此時電源經變壓器耦合向負載傳輸能量,負載上獲得電壓,濾波 電感 L 儲能。 當控制電路使 S 截止時, 開關管 S 所承受的電壓與輸入電壓相等, 即 U S =U1,變壓器原、副邊輸出電壓為零。此時,變壓器原邊在 S 導通時儲存 的能量經過線圈 N 3和二極管 D 3反送回電源。而變壓器的副邊由于輸出電壓為 圖 2.1 正激變換電路零,所以二極管 D 1截止,電感 L 通過二極管 D 2續(xù)流并向負載釋放能量,因為 電容 C 1 的濾波作用,此時負載上所獲得的電壓

18、保持不變,輸出電壓為:U N =o U (2.1 式中 N 變壓器次、初級的匝數比, N=N2:N1 占空比, onoff on T T T += (2.2 由式(2.1可看出,輸出電壓 U 0僅由電源電壓 U 和方波的占空比 D 決定。正 激變換電路結構比較簡單,易于實現,可適用于中小功率的開關電源。(二反激式變換電路圖 2.2所示為反激式變換電路,其高頻變壓器 T 既起隔離作用又起電感 L 軛 流的作用,因為它的儲能元件與負載 R L 并聯,所以又稱為并聯型變換電路。同 時也可以判斷出, 同正激式變換電路不同, 變壓器的磁芯工作在磁滯回線的另一 側,故稱為反激式變換電路。當控制電路使功率開

19、關管 S 導通時, 由于同名端的關系, 二極管 D 1不導通。 當 S 截止時,變壓器的副邊繞組產生的感生電動勢反向,使 D 1導通,給電容器 充電,同時負載 R L 上產生電壓。在此電路中,基極的控制、副邊繞組的設計, 都要遵循反激的原則。圖 2.2 反激式變換電路同樣地, 開關管 S 的耐壓和變壓器的輸入電壓與電源輸入電壓相等, 因此反 激變換電路同正激變換電路一樣,結構比較簡單,易于實現,可適用于中、小功 率的開關電源。(三推挽式變換電路圖 2.3所示為推挽式變換電路,它實際上是兩個單端正激式變換電路組合成 推挽方式工作,兩只功率開關管 S 1、 S 2交替導通。其工作過程為:當 S 1

20、導通, S 2截止時,根據同名端可以判斷出,只有 D 2導通,電感 L 的電流逐漸上升;當 S 1截止、 S 2導通時,可以判斷出,只有 D 1導通,電感 L 的電流也逐漸上升。當 兩個開關管都關斷時,二極管 D 1與 D 2都導通,各分擔一半的電流。 圖 2.3 推挽式變換電路同樣可以看出, 開關管的耐壓和變壓器的輸入電壓與電源輸入電壓相等, 變 壓器磁芯工作在磁滯回線的兩側。 推挽式變換電路結構相對比較復雜, 對驅動電 路的要求較高,但輸出功率較大,適用于中、大功率的開關電源。所以,這種變 換電路得到了廣泛的應用。(四半橋式變換電路圖 2.4為半橋變換電路原理圖,半橋變換電路與正激變換電路

21、不同的是:由兩個功率開關管 S 1、 S 2構成,二極管 D 3、 D 4組成全波整流元件。電感 L 、電 容 C 3組成 LC 濾波電路,實現對整流輸出電壓的濾波。 輸入電壓 U 通過兩個同容量的輸入電容把 U 轉換成為雙電源, U 1=U2=U/2, 即 A 點的電壓 U A 是輸入電壓 U 的一半。 開關管 S 1和 S 2的驅動信號 XH1和 XH2由控制電路產生,是互為反相的 PWM 信號。為了防止開關管 S 1、 S 2同時導通 造成電源短路,驅動信號 XH1、 XH2之間必須具有一定的死區(qū)時間,即二者同 時為零的時間。當 XH 1為高電平時, XH 2為低電平, S 1導通, S

22、 2關斷。電容 C 1兩端的電 壓通過 S 1施加在高頻變壓器的原邊,此時 U T1=U/2,變壓器副邊所接二極管 D 3導通, D 4截止,整流輸出電壓與圖示 U o 方向相同,再經 L 、 C 3濾波得到輸出 電壓 Uo 。當 XH 2為高電平, XH 1為低電平時 S 2導通, S 1關斷,電容 C 2兩端的 電壓施加在高頻變壓器的原邊,此時 U T2=U/2。二極管 D 4導通, D 3截止,整流 輸出電壓的方向也與圖示 U o 方向相同 , 在 S 1和 S 2共同關斷期間原副邊繞組上 的電壓為零 , 即 U T1=0, U T2=0。在二極管 D 3、 D 4導通期間,電感 L 開

23、始儲能。 在開關管 S 1、 S 2同時截止期間,雖然變壓器副邊電壓為零,但此時電感 L 釋放 能量,又由于電容 C 3的作用將使輸出電壓維持恒定不變。半橋變換電路同正激、 反激式電路不同, 在一個開關周期內, 前半個周期流 過高頻變壓器的電流與后半個周期流過的電流大小相等, 方向相反。 因此, 與前 兩種電路相比,變壓器的磁芯工作在磁滯回線 B -H 的兩端,磁芯得到充分利用 又防止了磁飽和, 因此高頻變壓器可以設計得更小而功率更大。 在一個開關管導 通時, 處于截止狀態(tài)的另一個開關管所承受的電壓與輸入電壓相等。 開關管由導 通轉為關斷的瞬間, 漏感將會引起尖峰電壓對 S 1、 S 2造成影

24、響。 為此開關管 S 1、 S 2 兩端各并聯一個二極管 D 1、 D 2,可以把漏感引起的尖峰電壓箝位,因此開關 圖 2.4 半橋變換電路管所承受的電壓絕對不會超過輸入電壓,同時二極管 D 1、 D 2還作為續(xù)流二極管 具有續(xù)流作用,而施加在高頻變壓器上的電壓只是輸入電壓的一半。半橋變換電路結構相對比較復雜, 對驅動電路的要求較高, 但輸出功率較大, 適用于中、大功率的開關電源。(五全橋式變換電路圖 2.5所示為全橋式變換電路,它用另外兩只開關管 S 3、 S 4將半橋電路中 的兩個電解電容 C 1和 C 2取代,并配上相應的驅動電路即可組成全橋變換電路。 變壓器副邊所接整流二極管 D 5、

25、 D 6實現全波整流。 S 1驅動信號 XH 1與 S 4的 XH 1相同, S 2驅動信號 XH 2與 S 3的 XH 3相同,而且 XH 1、 XH 4與 XH 2、 XH 3互為 反相。其輸出的電壓波形類似半橋電路。 圖 2.5 全橋變換電路當 XH 1與 XH 4為低電平, XH 2與 XH 3為高電平時,開關管 S 2和 S 3導通, S 1 和 S 4 關斷, 電源電壓通過 S 2 和 S 3施加在高頻變壓器的原邊, 此時變壓器原 邊電壓為 U T1=U 。當 XH 1和 XH 4為高電平, XH 2與 XH 3為低電平時,開關管 S 1和 S 4導通, S 2和 S 3關斷,變壓

26、器原邊電壓為 U T1=-U 。與半橋電路相比,原邊 繞組上的電壓增加了一倍,而每個開關管的耐壓仍為輸入電壓。開關管 S 1、 S 2、 S 3和 S 4的集電極與發(fā)射極之間分別反接有箝位二極管 D 1、 D 2、 D 3和 D 4, 由于這些箝位二極管的作用是當開關管從導通到截止時使變壓器 初級磁化電流的能量以及漏感儲能引起的尖峰電壓的最高值不會超過電源電壓 U ,同時還可將磁化電流的能量反饋給電源,從而提高整機的效率。全橋變換電路采用了 4只開關管, 結構復雜, 對驅動電路的要求很高, 但綜 合性能最好。 在輸入電壓 U 相等的情形下, 較之半橋式變換電路可以輸出更大的 功率,因此適用于較

27、大功率的開關電源。(六功率轉換電路選擇單端電路:它包括正激電路和反激電路, 與雙端電路的根本區(qū)別是高頻變壓 器僅工作在磁滯回線的一側。 單端電路只有一個開關管, 只要一組脈沖激勵, 不 需要分頻, 因而控制電路簡單, 對高壓開關管儲存時間的一致性要求不高。 沒有 共同通導問題以及電路的不對稱引起高頻變壓器單向偏磁。 但是高頻變壓器磁芯 僅工作在磁滯回線的一側,效率和利用率低。雙端電路:包括全橋、 半橋和推挽電路。 它的優(yōu)點是高頻變壓器磁芯僅工作 在磁滯回線的兩側, 效率和利用率高, 可獲得大功率輸出。 缺點是控制電路復雜。 推挽電路:優(yōu)點是變壓器上直接加輸入電源電壓, 因而只用兩個開關管便能

28、獲得較大的功率輸出, 而且, 一對晶體管的發(fā)射極相連, 兩組基極電路無需絕緣, 這樣驅動電路就可以簡化。 缺點是原邊繞組只有一半時間工作, 高頻變壓器的利 用率差。全橋電路:優(yōu)點是開關管子上施加的最高電壓比起推挽式電路要低一半還 多, 這就為開關管的選擇帶來了方便。 而且二極管還能將漏感儲能歸還給輸入電 源, 也有益于提高效率。 缺點是電路使用了四個開關管, 需要四組絕緣的基極驅 動電路,不僅電路復雜、元器件多,而且驅動功率成倍增加。半橋電路:優(yōu)點是晶體管數量少,驅動功率小。具有抗不平衡能力。缺點是 變壓器上加的電壓只有輸入電源電壓的一半。欲得到和全橋推挽電路相同的功 率,開關管子必須流過兩倍

29、的電流。綜合以上電路的特點, 我們實驗上選擇簡單高效單端電路作為高壓開關電源 的功率轉換電路 。(七倍壓整流電路雙倍壓整流電路:雙倍壓整流用一個周期內的正負半周分別對電容器 C 1和 C 2充電 5, 使兩個電容器都充電到接近整流輸入電壓的峰值, 然后將 C 1和 C 2串聯 輸出,從而在負載上得到兩倍的整流輸入電壓峰值的直流電壓。見圖 2.6。 圖 2.6 二倍壓整流電路其工作原理是:當 U 2為正半周時,變壓器的 1端為正, 2端為負,二級管 D 1導通,于是對 C 1充電, C 1被充電到接近于 U 2的峰值 2E 2,并基本保持不變。在 此期間,二極管 D 2處于截止狀態(tài),因此, C

30、2不被充電,其兩端無電壓。在 U 2負 半周時,變壓器 2端為正, 1端為負,二級管 D 2導通, C 2也被充電到接近 U 2的峰 值 2E 2。至此,輸出電壓應為兩電容器 C 1和 C 2上的電壓之和,即變壓器次級電 壓峰值的兩倍。在這種電路中,每個二級管承受的最大反向電壓 22E 2,而電容上的電壓為 2E 2。圖 2.7 多倍壓整流電路三倍壓整流電路及多倍壓整流電路原理如圖 2.7所示,它用三個二極管和三 個電容器可以做成三倍壓整流電路, 其工作原理與雙倍壓整流電路類似。 在第一 個周期內,二級管 D 1、 D 2及電容器 C 1、 C 2的工作原理與雙倍壓整流相同,二極 管 D 3和

31、電容器 C 3在此其間不起作用。在第二個周期的正半周到來時,變壓器次 級又是 1端正, 2端負,這時 D 1已重復上述過程,同時由于 C 2已充有 22E 2的電 壓,此電壓與變壓器次級電壓 E 2相加,使 D 3導通, C 3充電至接近 22E 2,于是 在負載上得到的電壓為 C 1和 C 3上的電壓之和,即接近于 32E 2。需要指出的是 C 1、 C 2和 C 3的充電電壓并不是在第二周期的正半周分別充到 2E 2、 22E 2和 32E 2的,而是在經過幾個周期后, C 3上的電壓才逐漸穩(wěn)定在其左右。電路中每個整流二極管承受的最大反向電壓均為 22E 2, C 1上承受的電壓 為 2E

32、 2, C 2和 C 3上承受的電壓為 22E 2。依此類推,用 n 個整流二極管和 n 個電 容器就可以組成 n 倍壓整流電路。但是由于高階倍壓整流電路帶負載能力很差, 輸出很小的功率就會導致電壓的大幅度跌落。假設輸出電流為 I ,每個電容的容 量為 C ,頻率為 f ,則電壓跌落為 6:432(6123n n n fCU += (2.3 輸出電壓紋波為:LfCR I n n S ×+=4 1( (2.4 二、開關元件介紹 作為起開關作用的主功率管通常是采用圖 2.8所示的 MOSFET ,其周圍電路 的元件均為其寄生元件, 會嚴重影響 MOS 管作為開關元件的性能 7。 作為一個

33、開 關元件, 主要考慮的是開和關的時間要足夠短, 以便使其工作于最小電阻和最大 電阻之間,以減小功率消耗。實際的開關時間一般為 10-100ns ,而電源的開關周 期為 20-200ps 。開關時間也主要決定于其寄生電容的充放電時間。另一個重要的寄生參數是柵極電阻, 直接影響開關的開通時間, 而這個參數 一般的規(guī)格書都沒有提供。 柵極的驅動電壓域值一般在規(guī)格書中提供的是 250C 的 值,實際上柵極的域值電壓是以 -7mV /0C 的負溫度系數在變化。還有兩個重要的寄生參量是源級電感和漏級電感,其值的大小主要依賴于 MOS 管的封裝形式,在規(guī)格書中,都給出了典型值和 MOS 管開通時的工作狀態(tài)

34、。圖 2.8 MOSFET等效電路 (a (b第一階段輸入電容充電,此過程大部分柵極電流給 C GS (柵源電容充電, 極少部分電流流過 C GD (柵漏電容,當 C GS 電壓達到開通電壓時, C GD 上的電 壓開始逐漸減小。此過程漏級電流和漏級電壓均沒有改變,稱之為開通延遲。 從第二個階段開始, 漏級電流開始出現, 柵極電壓從開通電壓上升到平臺區(qū)。 次過程, MOS 處于線性工作區(qū),其漏級電流正比于柵極電壓。柵極的電流流進 C GS 和 C GD ,漏源電壓仍然保持不變。第三階段, C GS 充電完畢,漏級電壓開始下降,柵級電壓保持不變。所有的 柵極電流都從 C GD 流過 (C GD

35、通過逐漸導通的溝道放電 。最后,更高的柵極電壓加在 C GS 和 C GD 上,促使 MOS 管完全導通 . 此階段的 C GS 電壓(V DRV 決定了 MOS 的通態(tài)電阻,此過程柵極電流分別從 C GS 和 C GD 流過,漏源電流不變,漏源電壓隨著開態(tài)電阻的減小而減小。MOS 的關斷過程正好和上述過程相反。MOS 本身的功耗主要由三部分組成 :開、關損耗和導通損耗。源級寄生電感對開關的性能影響極大, 構成源級寄生電感的主要是封裝時的 壓焊線和出腳的引線電感,此外,電路外邊串聯的取樣電阻也增加了寄生電感。 MOS 開關的過程中,給充電的電流要通過這個寄生電感,這會對 MOS 的開通和 關斷

36、造成延時 (C GS 充、放電的過程將變長 ,另外源級寄生電感和輸入電容可能 會形成振蕩。 由此需要在柵極串聯一個電阻, 依經驗該電阻值的選取一般為 5-10歐姆。阻值太小,驅動電壓的波形會有一個過沖,但仍能獲得較快的開關速度。 阻值太大雖然沒有過沖,但對開關的驅動沒有任何好處。源級寄生電感還存在另一個影響, 當源級電流迅速變化的時候, 源級寄生電 感給柵極電流的變化提供了不利的負反饋。 這個過程發(fā)生在開通的第二個時間段 和關斷的第三個時間段。 為了迅速增加漏級電流, 必須在源級寄生電感上增大電 壓降, 這個電壓升高, 那么變壓器上的有用電壓就降低, 否則會導致源級電流的 變化減慢。 此時,

37、柵極電流就通過源級電流在源級寄生電感上的壓降, 產生了負 反饋,從而使柵極電流的變化也減慢了。漏級寄生電感也是由封裝內的引線電感和與它相連的外部引腳電感產生的。 它的作用相當于給 MOS 加了一個緩沖器,減少了漏級電流的變化率。雖然可以 減少開通損耗, 但大大增加了關斷損耗。 造成這個的原因主要是自感電動勢疊加 在 MOS 的漏級電壓上,影響 MOS 的導通。13三、開關管尖峰吸收電路開關管在高頻狀態(tài)下工作,會產生振蕩。為了消除這種寄生振蕩 8,應盡 量減少開關管與各管腳的連線長度, 特別是柵極引線的長度。 若無法減少其長度, 可以串聯小電阻,且盡量靠近管子柵極。同時,由于開關變壓器 T 是感

38、性元件, 所以在開關管截止瞬間, 其漏極將產生極高的反峰值電壓, 容易導致開關管過壓 損壞,為此必須設置尖峰吸收回路。圖 2.9所示為典型的單端變換電路的吸收回 路設計。接在開關管漏極的 R 3、 C 1、 VD 1為吸收網絡。當開關管關斷時,高頻變 壓器初級線圈上產生的尖峰電壓改為向電容充電, 因此, 可限制尖峰電壓的峰值 以及上升速率,對開關管起保護作用。圖中 R 1既是 MOS 功率管的柵極限流電阻, 又與 R 2一起消除功率管工作時產生的寄生振蕩。 圖 2.9 尖峰脈沖吸收回路四、高頻變壓器高頻變壓器是高壓開關電源的核心部件之一, 由于高壓電源的變壓器工作時 的頻率較高,它要求磁芯材料

39、在頻率下功率損耗盡可能小 10;此外,還要求飽 和磁通密度高;隨著工作溫度的升高,飽和磁通密度的降低盡量小等等。(一磁芯材料和結構根據電源對變壓器的要求, 大部分高壓電源主要采用鐵氧體磁芯材料。 用鐵 氧體磁芯材料結構選擇的因素有下列幾個方面:1、漏磁要小,以便能獲得小的繞阻漏感。2、便于繞制,引出線及整個變壓器的安裝方便,這樣有利于生產維護,有 利于散熱。14153、鐵氧體磁芯材料的結構形式如環(huán)形、 U 形、 E 形、 EI 形、 EE 形以及 E 形帶有圓柱形中心柱和外腿帶有螺釘固定位置等大功率鐵氧體磁芯。 環(huán)形磁芯的 漏磁小, 但繞阻的繞制, 尤其是副邊大電流繞阻的繞制以及引出線和整個變

40、壓器 的固定均較麻煩, 磁芯的散熱也不好, 而 U 形磁芯的漏磁較大, E 形磁芯具有圓 柱形中心柱的結構,繞阻的繞制更普通電力變壓器的繞阻繞制一樣方便,而且, 在整個繞阻高度耦合良好從而減小了漏感。(二繞阻計算高頻變壓器原副邊繞阻計算包括按輸入輸出電壓確定匝數, 根據功率確定導 線截面以及校核空載勵磁電流等。1、繞組匝數計算對于進行方波轉換的高頻變壓器,其基本設計公式為式(2.5:fBS V N e 410811×= (2.5 式中 N 1為變壓器原邊繞組匝數(T ; V 1為施加在該繞組上的電壓幅值,這 里即為輸入整流濾波電壓(V ; B 為工作磁通密度(GS ; Se 為磁芯有

41、效面積 (cm 2; f 為高頻變壓器工作頻率(Hz ?；蛘哂脤}沖寬度來計算,如式(2. 6所示:211102×=eON BS t V N (2.6 其中 ON t 為半周期內導通脈沖寬度(us 。2、校核勵磁電流原邊繞組電感量 L 1可按式(2.7求得: e er l S N L 2101µµ=H (2.7其中 0µ為真空導磁率, 0µ=4×10-9H/cm; r µ為磁芯材料的相對導磁率, 它不是常數,鐵氧體的 r µ約為 800-5000,一般可取 1500; e S 為磁芯有效截面積 (cm 2 ; e

42、 l 為平均磁路長度(cm 。16 勵磁電流的計算公式為式(2.8 :11l t V I ON =µ(A (2.8 其中 1V 單位為伏(V , ON t 為秒, 1l 用亨(H 。式中求出的勵磁電流 µI 是 時間 t =ON t 時、即半個周期內脈沖終了時勵磁電流的幅值,不宜太大,一般在額 定工作電流的 10%以下。(三繞阻的繞制高頻變壓器繞制時需要特別注意分布參數給予的影響, 由于它的繞組匝數不 多, 同時對波形的要求也不嚴格, 因而, 由繞組本身的的分布電容引起問題相應 之下不是主要的。如前所述,漏感將會引起關斷電壓尖峰,雖然可以用 RC 吸收 網絡加以抑制,但最根

43、本的辦法還是在選擇磁芯和繞阻繞制時盡可能的減小漏 感。 圖 2.10所示的高頻變壓器原邊繞阻的漏感可用式(2.9表示:3(10256. 12182111h h h b N l K L wP s +×= (2.9 其中 1l 為原副邊繞組的平均匝長(cm ; 1h 為原邊繞阻厚度(cm ; 2h 為副 邊繞阻厚度 (cm ; h 為原邊繞阻間的間距 (cm ; b 為原副邊繞組的高度 (cm ;圖 2.10 繞組形式和磁芯結構示意圖17 U out N 2N 1U in TL494Tp K 是與繞組的繞法以及磁芯參數有關的經驗系數。顯而易見, 為了得到低漏感, 磁芯和繞組的形狀應選擇設

44、計成徑向厚度較小 的長繞組, 采用高導磁率、 雜散場小的磁芯。 但是磁芯形狀的選擇還需在易于繞 制繞組、 減小漏感、 便于散熱以及體積等方面折衷考慮。 無論何種磁芯形狀都應 使原副邊繞組盡可能的緊密耦合,這樣才能減小漏感。五、高壓開關電源主電路設計實驗上,我們采用的高壓電源電路如圖 2.11所示。采用簡單高效的單端電路9,倍壓電路為半臂逆對稱式(6倍壓,在理想的情況下,輸出端電壓為:1( 12(=in out U N n U (2.10 式中 N 變壓器次、初級的匝數比, N=N2:N1n 倍壓級數U in 變壓器的初級供電電壓 占空比, onoff on T T T += (2.11 因此,

45、在 n 、 N 、 U in 一定時,調節(jié) 就可得到連續(xù)可調的電壓。六、本章小結本章介紹了各種開關電源功率電路的優(yōu)缺點、 倍壓整流電路和功率開關管的 工作方式和原理,以及變壓器的參數選擇和線圈繞制的基本方法。圖 2.11 開關和倍壓整流電路第三章 電路硬件設計電路的硬件部分主要功能是實現對整個高壓電源的電壓輸出和保護, 以及輸 出電壓的設定和顯示。 控制電路以 STC89C51單片機為核心, 通過對電壓的采樣 和反饋控制震蕩模塊 TL494輸出的占空比,達到控制電壓輸出和保護的目的。一、電源的整體結構和工作原理電源的整體電路結構如圖 3.1所示: 圖 3.1 高壓開關電源的整體結構和工作原理市

46、電經過輔助電源得到連續(xù)可調的直流電作為供電電源。由 TL494組成的脈 沖振蕩器產生 20kHz 的觸發(fā)脈沖 11,經限流電阻 R 1加至場效應管的柵極,當脈沖 為高電平時, 開關管觸發(fā)導通, 電流從初級線圈的正級經場效應管流向地, 電能 轉化為磁能被儲存在變壓器中, 在變壓器的初級線圈產生上正下負的電壓, 由于 整流電路的二極管反向截止,則流經次級線圈的電流為零。當觸發(fā)脈沖為低電平時, 場效應管截止, 流經初級線圈的電流為零, 電壓為 上負下正。 次級線圈的電壓變?yōu)樯险仑摗?整流二極管被導通, 電流通過二極管 對電容充電, 變壓器的磁能被轉化為電能, 這樣就完成一個周期的變壓器的能量 轉換

47、。電壓經變壓器并由倍壓整流后輸出, R 3、 C 1、 VD 1組成尖峰吸收回路對場效 應管進行保護。電容采用高壓聚苯乙烯電容器(CBY -30kV 、 2000PF ,二極管 采用高反壓硅 2CGL -25kV 。 綜合考慮其工作頻率、 倍壓電容容量及耐壓, 取 n =7,變壓器的升壓比為 N 2:N1=140:1,磁芯為 U 型中頻磁芯。電源的控制是采用單片機控制 TL494的占空比來實現的,當由鍵盤輸入電壓 值之后, 單片機系統將用戶的輸入值轉換與實際電壓值一一對應, 經過運算通過 DA 輸出電壓控制 TL494的 3腳,得到一定占空比的方波,該方波作為驅動開關管 的觸發(fā)脈沖, 通過高頻

48、變壓器和倍壓整流輸出高壓。 對輸出電壓信號的取樣, 采 用在輸出端將高壓經電阻串聯衰減的方式來實現; 對電流信號, 采用在主回路中 串聯取樣電阻, 將負載電流轉化為電壓信號。 取樣電壓、 電流信號經光耦隔離后 反饋入單片機。由 AD 經光耦返回的電壓值與輸入值進行比較,利用誤差進行輸 出校正。輸出電壓按照預置步長逐步增加,當 AD 檢測電壓或電流返回值大于保 護值時,由單片機 DA 輸出高于 2.58V 的電壓給 TL494的 4腳,使其停止震蕩,達 到保護的目的。二、 TL494簡介TL494是美國德州儀器公司最先生產的一種脈寬調制開關電源集成控制器 12,它包含了控制開關電源所需的主要功能

49、,可作為單端式、半橋式、全橋式 開關電源的控制系統。其主要特點為:1、內置有 5V±5%的基準電源2、末級輸出的最大電流可達 250mA3、有死區(qū)時間可調控制端4、可對它的鋸齒波振蕩器的工作狀態(tài)執(zhí)行外同步控制其主要性能為:1、 TL494在供電范圍 7 40V 之間能夠正常工作,占空比最大可達到二分 之一,周期 T 變化范圍在 25 100us 之間,即頻率變范圍在 10 40kHz 之間。 且占空比和頻率可獨立調節(jié),互不影響。2、 TL494的周期與調頻電阻和電容成正比關系, T=RC/1.1。占空比可由直 流電壓來調整。3、 可實現對電路震蕩的控制。TL494是一個固定頻率的脈沖

50、寬度調制電路 13,內置了線性鋸齒波振蕩器, 振蕩頻率可通過外部的一個電阻和一個電容進行調節(jié),其振蕩頻率如下: f =1.1/RC 。 輸出脈沖的寬度是通過電容 C 上的正極性鋸齒波電壓與另外兩個控制信號進行比較來實現。功率輸出管 Q 1和 Q 2受控于或非門。當雙穩(wěn)觸發(fā)器的時 鐘信號為低電平時才會被選通, 即只有在鋸齒波電壓大于控制信號期間才會被選 通。當控制信號增大,輸出脈沖的寬度將減小。參見圖 3.2。 圖 3.2 TL494內部等效電路控制信號由集成電路外部輸入 14,一路送至死區(qū)時間比較器,一路送往誤 差放大器的輸入端。死區(qū)時間比較器具有 120mV 的輸入補償電壓,它限制了最 小輸

51、出死區(qū)時間約等于鋸齒波周期的 4%,當輸出端接地,最大輸出占空比為 96%,而輸出端接參考電平時,占空比為 48%。當把死區(qū)時間控制輸入端接上固 定的電壓(范圍在 03.3V 之間即能在輸出脈沖上產生附加的死區(qū)時間。脈沖 寬度調制比較器為誤差放大器調節(jié)輸出脈寬提供了一個手段:當反饋電壓從 0.5V 變化到 3.5V 時,輸出的脈沖寬度從被死區(qū)確定的最大導通百分比時間中下降到 零。兩個誤差放大器具有從 -0.3V 到 2V 的共模輸入范圍,這可以從電源的輸出 電壓和電流察覺得到。 誤差放大器的輸出端常處于高電平, 它與脈沖寬度調制器 的反相輸入端進行“或”運算, 正是這種電路結構, 放大器只需最

52、小的輸出即可 支配控制回路。 當比較器 C T 放電, 一個正脈沖出現在死區(qū)比較器的輸出端, 受 脈沖約束的雙穩(wěn)觸發(fā)器進行計時,同時停止輸出管 Q 1和 Q 2的工作。若輸出控 制端連接到參考電壓源, 那么調制脈沖交替輸出至兩個輸出晶體管, 輸出頻率等 于脈沖振蕩器的一半。 如果工作于單端狀態(tài), 且最大占空比小于 50%時, 輸出驅 動信號分別從晶體管 Q 1或 Q 2取得。輸出變壓器一個反饋繞組及二極管提供反 饋電壓。在單端工作模式下,當需要更高的驅動電流輸出,亦可將 Q 1和 Q 2并 聯使用,這時,需將輸出模式控制腳接地以關閉雙穩(wěn)觸發(fā)器。這種狀態(tài)下,輸出 的脈沖頻率將等于振蕩器的頻率。三

53、、 TL494應用電路利用 TL494的各個管腳外接不同電路, 它可以實現以下功能:調壓、 軟啟動、 穩(wěn)壓和過流保護。1、調壓電路TL494的外圍電路如圖 3.3所示, 1腳、 16腳、 2腳、 15腳分別為兩個誤差放大 器的同相輸入端和反相輸入端 15,如圖接法兩個誤差放大器的輸出將始終為負 值,這樣做的目的是為了封閉兩個誤差放大器,單片機的控制信號直接由 3腳給 入。 3腳脈寬的改變和 3腳輸入的電壓成正比。這種方式調節(jié)的輸入信號范圍寬, 約為 1 3.6V ,穩(wěn)態(tài)誤差小,輸出精度高。 2、軟啟動電路原理如圖 3.4所示,輸出電壓軟啟動的基本原理是脈寬調制器的輸出脈寬應 能從零開始緩慢地增

54、大到額定輸出寬度, 同時, 從接通交流電網起, 到脈寬從零 開始上升時為止,這段所謂“等待時間”應能大于軟啟動的要求,亦即 t=t1+t2, 其中 t 1是充電時間常數, t 2即為輸出電壓從零上升到額定值所需的時間。我們利用 4腳的死區(qū)控制和電容的充電特性來實現輸出軟啟動, 由于 4腳所加 的電壓高于 3V 時, TL494輸出方波占空比為零, 而電容充電過程的中間段接近線 性,在上電瞬間 R 1上的電壓約為 5V ,之后隨著電容的充電 R 1上的電壓逐漸降低,直至設定的死區(qū)控制電壓為止。圖 3.3 TL494外圍電路圖 圖 3.4 軟啟動電路原理圖3、穩(wěn)壓和過流保護電路穩(wěn)壓和過流電路原理如

55、圖 3.5所示, 單片機 A/D電壓采樣是高壓端反饋的經過 電阻 R 4、 R 5串聯后經電阻 R 5分壓的電壓 16,將其與單片機鍵入的電壓進行比較 放大后通過 TL494反饋腳 (3腳 輸出進行控制,進而實現輸出電壓的穩(wěn)壓。為了 能夠達到最大在 50kV 穩(wěn)壓, 必須設定通過前級高壓反饋在 A/D端的電壓必須小于 或等于 5V 才能滿足條件。高壓反饋的分壓是通過電阻 R 4和 R 5串聯,加上電壓表 表頭的內阻實現的。 電流采樣是通過 R 6來實現的。 反饋信號通過光耦反饋到單片 機,已到達對低壓端的保護。當反饋信號大于保護的設定值時 17,單片機給 3腳 一個信號,使 TL494的占空比

56、輸出為零,達到保護的目的。 圖 3.5 穩(wěn)壓和過流電路原理圖四、單片機系統介紹控制系統以 STC89C51單片機為核心 18,采用 MAXIM 公司生產的 MAX525芯片完成數模轉換;通過 P0口控制 LED 顯示, P1口用于與 4x4鍵盤接口完成按鍵識別功能; 利用 MAXIM 公司生產的 MAX1247芯片完成模數轉換; 通過 MAX7219實現對八個數碼管的控制。 儀器操作面板上的鍵盤與顯示部分, 由 8位數碼管, 2個 LED 指示燈以及 16個鍵構成,其中數碼管顯示鍵入電壓以及實際輸出電壓, LED 指示燈作為過壓和過流報警顯示,鍵盤用于輸入電壓值、步長值,系統硬件 原理如圖 3

57、.6所示。 圖 3.6 硬件原理圖1、 STC89C51的特性如下 19:(1 MCS-51微控制器產品系列兼容。(2片內有 4KB 可在線重復編程的快閃擦除存儲器。(3儲存器可循環(huán)寫入 /擦除 10000次。(4儲存數據保存時間為 10年。(5寬工作電壓為:V CC 可以為 2.7-6V 。(6全靜態(tài)工作:可以從 0Hz-16Hz 。(7程序儲存器具有 3級加密保護。(8 128位內部 ROM 。(9 32條可編程 ROM 。(10兩位 16位定時 /計數器。(11中斷結構。(12可編程全雙工串行通道。(13空閑狀態(tài)維持低功耗和掉電狀態(tài)保存存儲內容。2、 STC89C51的單片機的基本組成:

58、一個 8位的微處理器 CPU , 片內數據儲存器 RAM , 片內程序儲存器 ROM , 四 個 8位并行的 I/O接口 P0-P3,兩個或三個 T/C, 5個中斷源的中斷系統,一個全雙 工的 UART 的串行 I/O口,片內振蕩器和時鐘電路。3、 STC89C51單片機引腳圖及說明:STC89C51單片機引腳如圖 3.7所示,其功能說明如下: 圖 3.7 STC89C51單片機引腳圖(1電源引腳 V CC 和 GND 。 V CC (40腳:電源:接 +5V ; GND (20腳:接地端。(2時鐘電路引腳 XTAL1(19腳和 XTAL2(18腳 。(3控制信號引腳 RST (復位信號輸入端, PSENE (程序儲存允許輸出信 號端 和 EA (外部程序儲存器地址允許輸入端。(4輸入 /輸出端口 P0, P1, P2和 P3。4、 D/A轉