壓控振蕩器畢業(yè)設(shè)計

中國石油大學(xué)（華東）現(xiàn)代遠程教育畢業(yè)設(shè)計（論文）題目：壓控振蕩器設(shè)計學(xué)習(xí)中心：重慶信息工程專修學(xué)院奧鵬學(xué)習(xí)中心年級專業(yè)：0409級電氣工程及自動化學(xué)生姓名：王海龍學(xué)號：0451480351指導(dǎo)教師：韓亞軍職稱：講師導(dǎo)師單位：重慶信息工程專修學(xué)院中國石油大學(xué)（華東）遠程與繼續(xù)教育學(xué)院論文完成時間：年月日中國石油大學(xué)（華東）現(xiàn)代遠程教育畢業(yè)設(shè)計（論文）任務(wù)書發(fā)給學(xué)員王海龍1．設(shè)計(論文)題目：壓控震蕩器的設(shè)計2．學(xué)生完成設(shè)計(論文)期限：年月日至年月日3．設(shè)計(論文)課題要求：（1）在開放的ISM和短距離裝置(SRD)頻段上工作的發(fā)射器和接收器都需要高性能的壓控振蕩器(VCO)。（2）將MOS晶體管的漏，源和襯底短接便可成為一個簡單的MOS電容，其電容值隨柵極與襯底之間的電壓VBG變化而變化。（3）壓控振蕩器(VCO)的頻率隨著作用在其調(diào)諧端口的電壓而改變，在鎖相環(huán)內(nèi)(PLL)，VCO為超外差接收機內(nèi)部的頻率轉(zhuǎn)換提供穩(wěn)定的本振(LO)信號。4．實驗（上機、調(diào)研）部分要求內(nèi)容：（1）根據(jù)任務(wù)書的設(shè)計要求，收集、檢索相關(guān)資料。（2）整理資料、撰寫開題報告，提交指導(dǎo)老師進行修改。開始撰寫論文的初稿，做相關(guān)實驗并獲取相關(guān)數(shù)據(jù)。（3）與指導(dǎo)老師再次進行對所撰寫的論文進行討論，并做修訂，再次核對實驗數(shù)據(jù)，進行論文格式的規(guī)范，交稿、打印、裝訂。5．文獻查閱要求：[1]王志功.光纖通信集成電路設(shè)計［M］.高等教育出版社，2003[2]稻葉保.振蕩電路的設(shè)計與應(yīng)用.西安：西安交通大學(xué)出版社，2004年9月[3]拉扎維.模擬CMOS集成電路設(shè)計[M].西安：西安交通大學(xué)出版社，2003年9月6．發(fā)出日期：年月日7．學(xué)員完成日期：年月日指導(dǎo)教師簽名：學(xué)生簽名：PAGE31摘要當(dāng)控制電壓由0.75V變到2V時，振蕩頻率變?yōu)?.77GHz，相位噪聲變?yōu)?135dB/Hz，降低了7dB。這是由兩個方面的原因引起的，首先是由于LC振蕩回路總的電容減小，振蕩頻率增加，這就減小了要維持振蕩所需的負(fù)跨導(dǎo)，但因為兩個NMOS晶體管提供的負(fù)跨導(dǎo)幾乎不變，所以就使得穩(wěn)定振蕩幅度增加，相位噪聲減小。另外一方面是源于此過程中積累型MOS電容的溝道寄生電阻會隨著電壓升高而變小，從而降低了損耗，降低了相位噪聲.與采用反型MOS變?nèi)莨茉O(shè)計的VCO比較，由于電子具有較高的遷移率，使得積累型MOS電容的溝道寄生電阻比反型MOS電容要低，即意味著積累型MOS電容具有較高的品質(zhì)因數(shù)，導(dǎo)致了VCO整體性能有所提高，特別是相位噪聲有所減少。比較結(jié)果如表2.1所示?？紤]到工藝和功耗等因素，采用積累型MOS電容有更大的優(yōu)勢。壓控振蕩器(VCO)的頻率隨著作用在其調(diào)諧端口的電壓而改變，在鎖相環(huán)內(nèi)(PLL)，VCO為超外差接收機內(nèi)部的頻率轉(zhuǎn)換提供穩(wěn)定的本振(LO)信號。VCO還可用于發(fā)送鏈路，將基帶信號上變頻至射頻(RF)以便通過電視廣播傳送。關(guān)鍵詞：MOS變?nèi)莨埽瑝嚎卣袷幤?，鎖相環(huán)(PLL)目錄摘要 i目錄 ii第1章緒論 11.1壓控振蕩器（VCO）的基本概念 11.2VCO的發(fā)展方向 11.3削減成本和開發(fā)新品 11.4高頻應(yīng)用器件新品迭出 2第2章MOS變?nèi)莨艿纳漕l壓控振蕩器 42.1MOS變?nèi)莨?42.2反型與積累型MOS變?nèi)莨?5第3章采用硅雙極型IC簡化VCO設(shè)計 103.1設(shè)計參數(shù)及原理介紹 103.1.1設(shè)計考慮 103.1.2輸出電平 113.1.3輸出諧波電平 113.1.4調(diào)諧靈敏度 113.1.5負(fù)載牽引 123.1.6頻率推移 123.2VCO相位噪聲 133.3RFVCO集成解決方案 19第4章微帶壓控振蕩器設(shè)計與仿真 224.1振蕩器原理分析 224.1.1.振蕩條件 224.1.2．雙端口負(fù)阻振蕩器的輸出功率 234.2微帶壓控振蕩器電路設(shè)計分析 244.2.1微帶振蕩器電路構(gòu)成 244.2.2微帶振蕩器電路仿真設(shè)計及步驟 264.3實驗結(jié)果 28第5章結(jié)論 29致謝 30參考文獻 31第1章緒論1.1壓控振蕩器（VCO）的基本概念調(diào)節(jié)可變電阻或可變電容可以改變波形發(fā)生電路的振蕩頻率，一般是通過人的手來調(diào)節(jié)的。而在自動控制等場合往往要求能自動地調(diào)節(jié)振蕩頻率。常見的情況是給出一個控制電壓（例如計算機通過接口電路輸出的控制電壓），要求波形發(fā)生電路的振蕩頻率與控制電壓成正比。這種電路稱為壓控振蕩器，又稱為VCO或u-f轉(zhuǎn)換電路。1.2VCO的發(fā)展方向通過晶體管的改進及振蕩電路的開發(fā)，改善了小型化帶來的諧振器Q值降低及低電耗引起的特性劣化。除小型化外，還要求高頻化、寬帶化、高輸出等。隨著移動電話的小信號系統(tǒng)高頻電路的IC化，以往統(tǒng)一的無線電路（效率）結(jié)構(gòu)出現(xiàn)了每臺機器間的差別，對VCO的要求多樣化了。尤其是關(guān)于高頻率化，對第4代移動電話及其它無線通信設(shè)備都是重要的開發(fā)課題。此外，今后由于半導(dǎo)體開發(fā)及材料/工藝開發(fā)，如何減少部件件數(shù)也是小型化的課題1.3削減成本和開發(fā)新品許多公司都希望能夠在不影響未來發(fā)展的情況下降低成本。頻率控制器件制造商RalstonElectronics公司的市場總監(jiān)RonanCohen指出，為了滿足需求，它們已經(jīng)調(diào)整了自己在大陸新建生產(chǎn)廠的產(chǎn)能。但他表示：“我們不想破壞我們已有的東西。”CostaMesa公司的市場總監(jiān)MarkStoner則指出，Ecliptic公司去年通過“三班倒”生產(chǎn)將產(chǎn)能提高了30%，而今年它們又恢復(fù)了單班八小時工作制。不過，Ecliptic公司今年招聘了更多的銷售人員，并增加了研發(fā)資金，還為其可編程振蕩器生產(chǎn)線購買了一條高速編程裝置。這套裝置使得該公司可以在一天之內(nèi)完成大容量定單的編程、標(biāo)定、測試和卷帶式包裝。Ecliptic計劃近期推出一系列高頻正射極耦合邏輯(PECL)產(chǎn)品。Sardonic公司的投資主要集中于其IT基礎(chǔ)建設(shè)和電子商務(wù)機構(gòu)。最近它們擴大了可編程振蕩器生產(chǎn)線，引入了5x7mm封裝技術(shù)，同時還在開發(fā)幾種高頻器件。其它公司也在積極爭取訂單和發(fā)展新產(chǎn)品。Fox電子公司總裁E.L.Fox說：“我們加大了研發(fā)投資的力度，集中力量開發(fā)高ASP和高頻產(chǎn)品。”最近，該公司提高了其可編程振蕩器的穩(wěn)定性并擴大了工作溫度范圍。其JITO-2振蕩器的頻率穩(wěn)定性為正負(fù)25ppm，溫度范圍為－40℃到85℃；或頻率穩(wěn)定性為正負(fù)20ppm，溫度范圍為－20℃到70℃。Fox公司還將其VCS系列壓控晶體振蕩器的頻率范圍擴展到40MHz~77.76MHz。同時該公司還計劃推出5x7mm陶瓷封裝甚高頻振蕩器，以及在今年晚些時候推出622MHz表面貼裝振蕩器。VectorInternational公司也將重點放在了壓控晶體振蕩器、集成解決方案(如CD-700)和頻率控制器件上面。該公司提供通信用3x5mm表面貼裝壓控晶體振蕩器，當(dāng)頻率大于12兆赫茲時其相位抖動小于6picoseconds。另外，它們還推出了用于通信領(lǐng)域的恒溫控制晶體振蕩器(OCXO)，其EX-380型產(chǎn)品采用小型、四引腳封裝，可選擇頻率范圍為10H~20MHz。1.4高頻應(yīng)用器件新品迭出高頻市場需要擁有更高的可靠性、更好的穩(wěn)定性和更高ASP的產(chǎn)品?！袄щy在于如何實現(xiàn)在任一頻率上穩(wěn)定，以及如何在當(dāng)前的尺寸、電壓和參數(shù)內(nèi)保持頻率的穩(wěn)定?！盋orningFrequencyControls公司負(fù)責(zé)營銷的副總裁JimEvans認(rèn)為，“一般而言，客戶希望得到尺寸更小、功耗更低并且采用表面貼裝的產(chǎn)品?！蹦壳吧a(chǎn)的通信用壓控晶體振蕩器正在向高頻率、小封裝方向發(fā)展。Toyocom美國公司銷售經(jīng)理RobertSchrage指出，針對CDMA手機推出的溫度補償晶體振蕩器(TCXO)具有更好的相位噪聲性能和更小的封裝，而用于GSM手機、藍牙設(shè)備和無線局域網(wǎng)的晶體振蕩器也將變得更小。Toyocom公司最近推出了4x2mm封裝的TSX-19晶體產(chǎn)品，主要用于GSM手機和藍牙設(shè)備。同時推出的還有用于CDMA手機的TCO-5826溫度補償晶體振蕩器，尺寸為5x3.2mm，帶有改進型極低相位噪聲集成電路。該公司的TCO-2111型壓控晶體振蕩器的頻率范圍為70~670MHz。而155.52MHz的TCO-2111采用了基本單元振蕩器。Schrader表示，該振蕩器比同類產(chǎn)品具有更好的相位噪聲性能。Epson電子美國公司新推出用于千兆以太網(wǎng)和光纖信道的EG2101LVPECL輸出振蕩器。該產(chǎn)品采用了高穩(wěn)定性的石英聲表面技術(shù)(SAW)從而得到更好的性能指標(biāo)。AVX公司為了開發(fā)用于手機與網(wǎng)絡(luò)市場的溫度補償晶體振蕩器，推出了K50系列標(biāo)準(zhǔn)振蕩器的高頻版本，其穩(wěn)定性可達25ppm，用于同步光學(xué)網(wǎng)絡(luò)和千兆以太網(wǎng)電路時頻率可達到125MHz。該公司還計劃進軍壓控晶體振蕩器市場，預(yù)計其生產(chǎn)線將于今年第四季度。第2章MOS變?nèi)莨艿纳漕l壓控振蕩器2.1MOS變?nèi)莨軐OS晶體管的漏，源和襯底短接便可成為一個簡單的MOS電容，其電容值隨柵極與襯底之間的電壓VBG變化而變化。在PMOS電容中，反型載流子溝道在VBG大于閾值電壓絕對值時建立，當(dāng)VBG遠遠大于閾值電壓絕對值時，PMOS電容工作在強反型區(qū)域。另一方面，在柵電壓VG大于襯底電壓VB時，PMOS電容工作在積累區(qū)，此時柵氧化層與半導(dǎo)體之間的界面電壓為正且能使電子可以自由移動。這樣，在反型區(qū)和積累區(qū)的PMOS電容值Cmos等于Cox（氧化層電容）。在強反型區(qū)和積累區(qū)之間還有三個工作區(qū)域：中反型區(qū)，弱反型區(qū)和耗盡區(qū)。這些工作區(qū)域中只有很少的移動載流子，使得Cmos電容值減小（比Cox?。藭r的Cmos可以看成Cox和Cb與Ci的并聯(lián)電容串聯(lián)構(gòu)成。Cb表示耗盡區(qū)域電容的閉環(huán)，而Ci與柵氧化層界面的空穴數(shù)量變化量相關(guān)。如果Cb（Ci）占主導(dǎo)地位，PMOS器件工作在耗盡（中反型）區(qū)；如果兩個電容都不占主導(dǎo)地位，PMOS器件工作在弱反型區(qū)。Cmos電容值隨VBG變化的曲線如圖2-1所示。圖2-1B=D=S的PMOS電容的調(diào)制特性曲線工作在強反型區(qū)的PMOS的溝道寄生電阻值可以由下式得出：(1-1)式中，W，L和kp分別是PMOS晶體管的寬度，長度和增益因子。值得注意的是，隨著VBG接近閾值電壓的絕對值，Rmos逐步增加，在VBG等于閾值電壓絕對值時Rmos為無限大。這個公式基于了最簡單的PMOS模型，事實上，隨著空穴濃度的穩(wěn)步減少，Rmos在整個中反型區(qū)會保持有限值。2.2反型與積累型MOS變?nèi)莨芡ㄟ^上面的分析，我們知道普通MOS變?nèi)莨苷{(diào)諧特性是非單調(diào)的，目前有兩種方法可以獲得單調(diào)的調(diào)諧特性。一種方法是確保晶體管在VG變化范圍大的情況下不進入積累區(qū)，這可通過將襯底與柵源結(jié)斷開而與電路中的最高直流電壓短接來完成（例如，電源電壓Vdd）。圖2-2是兩個相同尺寸MOS電容的Cmos－VSG特性曲線的相互對比。圖2-2反型MOS電容的調(diào)制特性曲線很明顯反型MOS電容的調(diào)諧范圍要比普通MOS電容寬，前者只工作在強，中和弱反型區(qū)，而從不進入積累區(qū)。更好的方法是應(yīng)用只工作在耗盡區(qū)和積累區(qū)的MOS器件，這樣會帶來更大的調(diào)諧范圍并且有更低的寄生電阻，即意味著更高的品質(zhì)因數(shù)，原因是其耗盡區(qū)和積累區(qū)的電子是多子載流子，比空穴的遷移率高約三倍多。要得到一個積累型MOS電容，必須確保強反型區(qū)，中反型區(qū)和弱反型區(qū)被禁止，這就需要抑制任何空穴注入MOS的溝道。方法是將MOS器件中的漏源結(jié)的p+摻雜去掉，同時在原來漏源結(jié)的位置做n+摻雜的襯底接觸，如圖2-3所示。圖2-3積累型MOS電容剖面示意圖這樣就將n阱的寄生電阻減少到最小。積累型MOS電容和普通MOS電容的調(diào)諧曲線如圖2-4所示。圖2-4積累型MOS電容的調(diào)制特性曲線可以看到積累型MOS電容良好的單調(diào)性。值得注意的是在設(shè)計積累型MOS電容的過程中沒有引入任何附加工藝流程。設(shè)計與仿真結(jié)果圖2-5VCO的電路結(jié)構(gòu)圖所采用的VCO電路結(jié)構(gòu)如圖2-5所示。這是標(biāo)準(zhǔn)的對稱CMOS結(jié)構(gòu)，兩個變?nèi)莨軐ΨQ連接，減小了兩端振蕩時電位變化對變?nèi)莨茈娙葜档挠绊?，提高了頻譜純度。為了保證匹配良好，電感要采用相同的雙電感對稱連接。此外，由于LC振蕩回路由兩個尺寸非常大的片內(nèi)集成電感和兩個同樣有較大尺寸的積累型MOS變?nèi)莨芙M成，較高的損耗使得品質(zhì)因數(shù)不高，這就需要較大的負(fù)跨導(dǎo)來維持振蕩持續(xù)進行；并且等效負(fù)跨導(dǎo)的絕對值必須比維持等幅振蕩時所需要的跨導(dǎo)值大才能保證起振，所以兩對耦合晶體管需要設(shè)置較大的寬長比，但大的寬長比同時帶來較大的寄生效應(yīng)，造成相位噪聲和調(diào)諧范圍受到影響，最終在底端用兩個NMOS晶體管形成負(fù)電阻以補償VCO的損耗。根據(jù)小信號模型分析，忽略各種寄生及高階效應(yīng)，可以估算得到等效負(fù)電阻RG的絕對值大小為（設(shè)兩個有源器件跨導(dǎo)分別為gM1，gM2）：(1-2)頂端的PMOS晶體管提供偏置電流，這種結(jié)構(gòu)所需的電源電壓很低。整個設(shè)計基于TSMC的0.35μm鍺硅射頻工藝模型PDK，共有三層金屬。其中，電感為平面螺旋八邊形，由頂層金屬繞制而成。選取電感值為0.6nH，那么在振蕩頻率選定的情況下可以確定總的電容大小。構(gòu)成LC振蕩回路里的電容成份有電感的寄生電容（很?。?，NMOS晶體管的漏－襯底電容，柵－漏電容，柵－源電容和最重要的積累型MOS電容。在保證起振的情況下，為了獲得更大的調(diào)諧范圍，最后一項所占比例必須盡可能大。圖2-6VCO的調(diào)諧曲線最后采用的電源電壓為1.5V，功耗約為10mW。用Cadence平臺下的SpectreRF進行仿真，得到的調(diào)諧曲線如圖2-6所示。控制電壓在0～2V變化時，振蕩頻率在3.59～4.77GHz間變化，中心頻率為4.18GHz，調(diào)諧范圍約為28％。中心頻率處的相位噪聲曲線如圖2-7所示，此時的控制電壓為0.75V，對應(yīng)偏移量600kHz的相位噪聲為-128dB/Hz。圖2-7VCO的相位噪聲曲線當(dāng)控制電壓由0.75V變到2V時，振蕩頻率變?yōu)?.77GHz，相位噪聲變?yōu)?135dB/Hz，降低了7dB。這是由兩個方面的原因引起的，首先是由于LC振蕩回路總的電容減小，振蕩頻率增加，這就減小了要維持振蕩所需的負(fù)跨導(dǎo)，但因為兩個NMOS晶體管提供的負(fù)跨導(dǎo)幾乎不變，所以就使得穩(wěn)定振蕩幅度增加，相位噪聲減小。另外一方面是源于此過程中積累型MOS電容的溝道寄生電阻會隨著電壓升高而變小，從而降低了損耗，降低了相位噪聲。與采用反型MOS變?nèi)莨茉O(shè)計的VCO比較，由于電子具有較高的遷移率，使得積累型MOS電容的溝道寄生電阻比反型MOS電容要低，即意味著積累型MOS電容具有較高的品質(zhì)因數(shù)，導(dǎo)致了VCO整體性能有所提高，特別是相位噪聲有所減少。比較結(jié)果如表1所示?？紤]到工藝和功耗等因素，采用積累型MOS電容有更大的優(yōu)勢。表2-1兩種MOS電容VCO的性能比較變?nèi)葜殿l率范圍（GHz）調(diào)諧范圍相位噪聲（600k）（dBc/Hz）積累型MOS3.59~4.7728%-128反型MOS3.59~4.8129%-117第3章采用硅雙極型IC簡化VCO設(shè)計3.1設(shè)計參數(shù)及原理介紹壓控振蕩器(VCO)的頻率隨著作用在其調(diào)諧端口的電壓而改變，在鎖相環(huán)內(nèi)(PLL)，VCO為超外差接收機內(nèi)部的頻率轉(zhuǎn)換提供穩(wěn)定的本振(LO)信號。VCO還可用于發(fā)送鏈路，將基帶信號上變頻至射頻(RF)以便通過電視廣播傳送(圖3-1)。圖3-1典型的超外差接收機框圖3.1.1設(shè)計考慮進行VCO設(shè)計時，必須考慮下列重要參數(shù)，其中最需要考慮的是VCO的相位噪聲:輸出電平，用dBm表示(dB對應(yīng)與1mW)輸出諧波電平，用dBc表示(dB對用于載波功率)調(diào)諧靈敏度，用Hz/V表示振蕩頻率的負(fù)載牽引，用Hzp-p表示(對于給定的負(fù)載，電壓駐波比(VSWR)旋轉(zhuǎn)360°)頻率推移，用Hz/V表示,在偏置電壓改變的情況下VCO相位噪聲,用dBc/Hz表示,在給定的頻偏下以下將分別討論各參數(shù)的定義。3.1.2輸出電平在典型的超外差接收機中，由于VCO除了驅(qū)動混頻器外，還要推動PLL頻率合成器的射頻預(yù)分頻器，因此，通常需要一級緩沖放大，提供負(fù)載隔離、同時增大負(fù)載驅(qū)動能力。3.1.3輸出諧波電平輸出諧波電平是用來衡量VCO輸出能量中諧波所占比例，這些諧波電平通常小于-15dBc。振蕩器內(nèi)部有源器件的非線性自限幅是其產(chǎn)生根源。振蕩器需要剩余增益彌補諧振損耗，但過大的剩余增益將造成更強的限幅，產(chǎn)生的諧波成分也更多。因此，設(shè)計人員必須在降低諧波電平與保證振蕩器起振所需過量增益之間折中考慮。3.1.4調(diào)諧靈敏度調(diào)諧靈敏度是一個系統(tǒng)級的指標(biāo)，是所需調(diào)諧頻率范圍與最大調(diào)諧電壓之比，單位為Hz/V。調(diào)諧靈敏度反比于帶載振蕩器槽路的品質(zhì)因子Q。調(diào)諧靈敏度越高，振蕩器的品質(zhì)因子Q應(yīng)該越低。另外一個重要且必須考慮的因素是在整個調(diào)諧頻率范圍內(nèi)調(diào)諧靈敏度的變化。如果VCO的調(diào)諧靈敏度在調(diào)諧頻帶內(nèi)有顯著變化，PLL頻率合成器的性能將受到影響。典型的PLL(鎖相環(huán)路)中，增益最高的器件就是VCO，通常具有數(shù)十MHz/V的調(diào)諧靈敏度。如此之高的增益，會由于調(diào)諧端的噪聲而產(chǎn)生不希望的調(diào)制邊帶，因此設(shè)計人員應(yīng)該盡量減小調(diào)諧端的噪聲。3.1.5負(fù)載牽引負(fù)載牽引用來度量自由振蕩VCO對輸出端負(fù)載變化的靈敏度。具體測試需要一個失配負(fù)載阻抗和長度可調(diào)的傳輸線。將VCO與失配阻抗連接起來，通過調(diào)節(jié)傳輸線長度使相位角改變360°，測量頻率變化的峰值范圍。負(fù)載牽引定義為：在給定的負(fù)載電壓駐波比(VSWR)、相位差變化360°時頻率移動的峰-峰值。式1描述了VSWR與負(fù)載阻抗失配的關(guān)系:，(3-1)其中:VSWR=電壓駐波比Γ0=負(fù)載反射系數(shù):入射波與反射波的電壓比(在負(fù)載端)ZL=負(fù)載阻抗Z0=傳輸線特征阻抗采用緩沖放大器是減小VCO對負(fù)載變化敏感度最常用的手段。3.1.6頻率推移頻率推移是用來衡量自由振蕩的VCO對其偏置電源電壓改變的敏感程度。定義為在給定的范圍內(nèi)改變電源電壓時，輸出頻率的變化量除以電壓差所得到的商，單位為Hz/V。如果VCO的頻率推移因子介于主調(diào)諧電壓靈敏度的5%~10%之間，就可以認(rèn)為該VCO設(shè)計得好。MAX2620是頻率推移性能優(yōu)異VCO的典型代表，其調(diào)諧端靈敏度為10.4MHz/V，而頻率推移敏感度僅有71kHz/V，比調(diào)諧端靈敏度低1%。3.2VCO相位噪聲自由振蕩VCO的相位噪聲是噪聲邊帶電平與載波功率電平的相對值。在典型測量中，通過觀察VCO在頻譜分析儀上的輸出，在給定的偏移頻率(相對于載波頻率)處1Hz帶寬內(nèi)的測量噪聲電平。通過測試不同頻率偏移下的噪聲電平、并在每種情況下適當(dāng)改變IF帶寬的間隔，帶有特殊固件的現(xiàn)代頻譜分析儀器能夠產(chǎn)生一條曲線，用來表示單邊帶相位噪聲隨頻率偏移的變化。具有較低相位噪聲的振蕩器(如：晶體振蕩器)無法用頻譜分析儀進行測量，因為對其LO相位噪聲的限制過高。例如，惠普公司的8561RF頻譜分析儀,它在100Hz頻點規(guī)定相位噪聲限制為-80dBc/Hz；1kHz時相位噪聲限制為-97dBc/Hz；在10kHz時相位噪聲限制為-113dBc；在30kHz時相位噪聲限制為-113dBc；在100kHz時相位噪聲限制為-113dBc。而典型的晶體振蕩器在對應(yīng)的每一頻偏處相位噪聲要低30dB至40dB。對于如此高品質(zhì)的振蕩器，要想精確測量相位噪聲需要采用特殊技術(shù)。由一個關(guān)鍵因素直接影響自由振蕩VCO的相位噪聲，所有這些因素包含在3-2式中，式3-2適用于估算振蕩器單邊帶噪聲的公式：(3-2)其中:L(fM)=單邊帶相位噪聲，用dBc/Hz表示,是相對于載波頻偏的函數(shù)。fO=輸出頻率，單位HzQL=加載后槽路的Q值(考慮有源負(fù)載和所有寄生參數(shù)后的槽路)fC=有源振蕩器件中的閃爍噪聲角頻率，單位HzfM=相對于載波的頻偏，單位HzPS=有源振蕩器件的振蕩信號功率,單位：瓦特F=有源器件內(nèi)部電路的噪聲系數(shù)(包括槽路和所有寄生參數(shù))k=波爾茲曼常數(shù)：~1.38x10-23J/°KT=溫度，用絕對溫度表示(°K)從該式可以看出：帶載槽路的品質(zhì)因數(shù)Q是影響相位噪聲大小的關(guān)鍵設(shè)計參數(shù)，要想設(shè)計的VCO噪聲小，必須使品質(zhì)因數(shù)盡可能大，以滿足調(diào)諧要求。高Q值的帶載諧振器要求采用具有高空載Q值的諧振槽路元件，而且，槽路負(fù)載應(yīng)該耦合恰好足夠保證啟動和維持振蕩所需能量給其余電路。諧振器加載時的Q值很容易降低到空載Q值的十分之一以下。由于閃爍噪聲的轉(zhuǎn)角頻率fc與采用的器件有關(guān)，低噪聲設(shè)計需要采用具有低閃爍轉(zhuǎn)角頻率的器件。這使得雙極型工藝成為設(shè)計低噪聲振蕩器的最佳選擇。GaAs器件是無法與其相比的，這是因為其噪聲轉(zhuǎn)角頻率比硅雙極型器件高2至3個數(shù)量級。因為內(nèi)部噪聲系數(shù)F既與選用的器件有關(guān)，又受外部電路影響，所以低噪聲設(shè)計要同時從兩方面進行優(yōu)化。通過調(diào)節(jié)振蕩器信號功率可以在一定程度上控制相位噪聲，但今天的無線手機對偏置電流的要求常常不允許振蕩器單元電路的電流消耗有大的變化。式3-3表示振蕩器的固有相位噪聲，式3-4對應(yīng)于由調(diào)諧電路噪聲所產(chǎn)生的調(diào)制噪聲邊帶(參見式3-4)。式3-3:(3-3)式3-4:(3-4)其中:LPUSH(fm)=單邊帶相位噪聲(單位：dBc/Hz)，由通過偏置電路調(diào)制VCO的噪聲電壓產(chǎn)生LMOD(fm)=單邊帶相位噪聲(單位：dBc/Hz)，由通過調(diào)諧電路調(diào)制VCO的噪聲電壓產(chǎn)生K2PUSH=電源偏移靈敏度,單位Hz/VK2TUNE=振蕩器調(diào)諧增益,單位Hz/VVN2BIAS(f)=偏置電路的噪聲電壓密度，是頻率的函數(shù)(單位nV/Hz)VN2TUNE(f)=調(diào)諧電路的噪聲密度，是頻率的函數(shù)(單位nV/Hz)將式3-2、3-3、3-4合并得到式3-5，可用于估算VCO的總計單邊帶相位噪聲：式3-5:(3-5)前面提到的由于VCO參數(shù)的限制將導(dǎo)致系統(tǒng)性能的降低。例如，由于蜂窩電話的功率放大器(PA)只有當(dāng)有聲音信號時才被激活，通常情況并不工作。這種開關(guān)效應(yīng)會造成功放的輸入阻抗變化很大，從而對射頻VCO驅(qū)動的傳輸通路帶來困難。除非把VCO與變化的負(fù)載隔離(通常采用負(fù)載緩沖器)，否則，產(chǎn)生的頻率變化將使鎖相環(huán)進入滑動周期甚至失鎖。另一個問題是，由于功率放大器的開和關(guān)，使得電源電流劇烈變化。對于GSM、DCS1800、DCS1900手機，其功放消耗的電流通常大于1A，電流的切換會引起VCO偏置電壓的變化。在變化的偏置電壓及推移因子的作用下，將產(chǎn)生不希望的調(diào)制邊帶，它落在PLL合成器環(huán)路帶寬之外。因此必須使VCO的偏置電壓穩(wěn)定不變。數(shù)字調(diào)制系統(tǒng)中的非衰落性誤碼率(BER)由收發(fā)信道中所有信號發(fā)生器產(chǎn)生的相位噪聲之和決定，通常，PLL合成器的射頻VCO起最主要作用。相位噪聲的影響可以從圖3-2所示的典型瀑布曲線看出，只要Eb/NO(Eb：每bit的能量；NO：加性白高斯噪聲密度)超過一定水平，BER就可基本保持不變。如果要想使通訊環(huán)路更可靠，則必須減小PLL合成器中射頻VCO的相位噪聲，從而降低非衰落性BER。圖3-2當(dāng)每比特能量與加性白高斯噪聲密度之比數(shù)字調(diào)制技術(shù)通過對載波相位調(diào)制實現(xiàn)信息流編碼，因此，相位噪聲是采用該技術(shù)時最需要考慮的指標(biāo)。QPSK(正交相移鍵控)是其中的一種調(diào)制方式，它類似于模擬正交I/Q調(diào)制。通過把一對數(shù)據(jù)位編碼為四個不同的相位，QPSK能夠以一半的數(shù)據(jù)速率傳送一個給定的數(shù)據(jù)流。每個相位(圖3-3a中的(π/4,3π/4,5π/4和7π/4)代表信號空間中的一點，由于系統(tǒng)中加性白高斯噪聲(AWGN)的影響，各點都擴散成一個個云團。圖3-3正交相移鍵控調(diào)制(QPSK)信號星云圖(a)具有加性白高斯噪聲；(b)由于增加了5均方根相位移動，使系統(tǒng)性能降低，產(chǎn)生的失真使誤碼率增大。圖3-3b給出的QPSK星云圖除了具有圖3a同樣大小的AWGN外，還增加了均方根為5°的相位變化。由于相位的變化，星云圖的形狀發(fā)生改變，由原來的圓形團狀變?yōu)榛⌒?，從而使得云團之間的距離減小了。帶來的后果是，解調(diào)器解調(diào)信號時符號出錯的機率增大，從而使得BER增加。當(dāng)然，可以容忍的相位移動量隨解調(diào)器的性能及通訊環(huán)路的性能要求而定。式3-6:(3-6)其中:f1,f2=積分區(qū)域的上限、下限頻率，(通常由解調(diào)器的設(shè)計決定)σ2φ=積分相位移動，單位為弧度2Sφ(f)=相位噪聲功率譜密度，單位為弧度2/Hz(兩倍于小角度的單邊帶相位噪聲)σ2φ=積分均方根相位誤差，單位為弧度LO的相位噪聲需要嚴(yán)格抑制，因為它降低了接收機的靈敏度。在蜂窩手機或其它要求在強干擾環(huán)境中檢測弱信號時會出現(xiàn)這種情況。在圖3-4中，臨近的強干擾信號與本振的相位噪聲混頻產(chǎn)生的噪聲邊帶使得中頻部分的信噪比降低，從而使接收機檢測弱信號的能力降低。圖3-4與本振信號混頻后，較強的干擾信號產(chǎn)生的噪聲掩蓋了感興趣的信號早期的低噪聲VCO由分離元件構(gòu)成：一個特制的具有低閃爍噪聲轉(zhuǎn)角頻率的雙極性晶體管，一個偏置電源，一個能提供負(fù)載隔離功能并能增加輸出能力的緩沖放大器。分立電路中這么多的無源器件必然要占用很大的面積和空間，這對當(dāng)今小型無線手持設(shè)備來說難以接受。3.3RFVCO集成解決方案MAX2620是美國Maxim推出的集成RFVCO(見圖3-5)，它集所有分離元件的全部有源單元于一個微型8引腳μMAX?封裝。其中關(guān)鍵性的低閃爍噪聲轉(zhuǎn)角頻率的雙極型晶體管采用Maxim專有的硅雙極型工藝制作，具有高達27GHz的特征頻率fT。高集成度節(jié)省了印制板面積，使電路布線及屏蔽工作更容易。圖3-5用MAX2620構(gòu)成VCO的典型工作電路除了低噪聲晶體管外，MAX2620還包括一個具有雙輸出(用于負(fù)載隔離)的兩級緩沖電路，一個偏置電壓發(fā)生器，以及方便的關(guān)斷功能。該器件工作于+2.7V至+5.5V的單電源，3V時功耗僅27mW。當(dāng)工作頻率900MHz，負(fù)載電壓駐波比1.75:1、轉(zhuǎn)動360°時產(chǎn)生的頻移小于163kHz。該VCO內(nèi)部的偏置發(fā)生器大大降低了由于偏置電壓不穩(wěn)對振蕩頻率的影響。當(dāng)中心頻率為900MHz、電源電壓從3V變到4V時，其頻率推移敏感度只有71kHz/V。MAX2620有兩個輸出端，其中一路可向50歐負(fù)載輸出-2dBm，通常用來驅(qū)動混頻器的本振輸入，另一路能向50負(fù)載輸出-12.5dBm，可用來驅(qū)動集成PLL合成器的RF預(yù)分頻器。當(dāng)采用高Q值的外部諧振槽路、工作頻率為900MHz時，MAX2620以及內(nèi)部的低噪聲晶體管產(chǎn)生的相位噪聲很低：頻偏25kHz時僅為-110dBc/Hz，頻偏300kHz則低到-132dBc/Hz。采用外部諧振電路便于設(shè)計人員在特定應(yīng)用場合對VCO的調(diào)諧能力和相位噪聲進行優(yōu)化設(shè)計。為確保振蕩器啟振，槽路阻抗的實部應(yīng)為器件實部阻抗的1/3至1/2、極性相反，槽路的電抗元件應(yīng)該與振蕩器件的極性相反。啟振后，隨著增益的減小使振蕩器的負(fù)阻下降，直到與諧振槽路的負(fù)阻達到平衡。在槽路中加入一個變?nèi)荻O管(調(diào)節(jié)電壓可改變電容)，只要振蕩器件在所期望的調(diào)諧范圍內(nèi)具有適當(dāng)?shù)呢?fù)阻就能夠得到可調(diào)節(jié)的振蕩頻率。MAX2620既是針對這種要求設(shè)計的。MAX2620還針對低相位噪聲而優(yōu)化，為獲得更低的相位噪聲需要采用高Q值元件，如陶瓷傳輸線諧振腔(典型的無載Q值為400)和高Q值電感(典型無載Q值為180)。為保證式5加載后的Q值最大，C5與C17應(yīng)該在所期望的頻率和調(diào)諧范圍內(nèi)選擇最小值。對于900MHz的工作頻率，采用陶瓷諧振腔時C6為1pF，采用電感諧振電路時取1.5pF。由于高Q值電感的無載Q值低于陶瓷諧振腔，采用高Q值電感時相位噪聲性能略有下降(與陶瓷諧振腔相比)?；陔姼械闹C振腔在25kHz頻點的相位噪聲為-107dBc/Hz，在300kHz頻點的相位噪聲為-127dBc/Hz。MAX2620的兩路輸出均采用集電極開路形式，需用外部元件將其上拉至電源電壓。50的輸出電阻匹配于50系統(tǒng)，但電阻消耗了一定的輸出功率。為了得到最大輸出功率，可采用一個上拉電感，如圖3-5緩沖輸出端所示。要通過適當(dāng)?shù)钠ヅ潆娐肥闺姼须娐返募姌O開路輸出阻抗與所希望的負(fù)載阻抗相匹配。改善振蕩器性能指標(biāo)的另一關(guān)鍵因素是PC板布局，為盡量降低寄生參數(shù)的影響，需要去掉組成諧振腔的元件下方或周圍的地平面。為盡可能減小寄生電感，需保持盡可能短的線路引線。退耦電容(引腳1、4和7與地之間)要盡可能靠近MAX2620，并直接與地平面相接。圖3-5中的電容必須選用0805或更小的尺寸。第4章微帶壓控振蕩器設(shè)計與仿真4.1振蕩器原理分析一定電路組態(tài)下的微波晶體管，可視為一個二端口網(wǎng)絡(luò)，在適當(dāng)端接下，由于其非線性負(fù)阻特性，構(gòu)成雙端口負(fù)阻振蕩器。為了產(chǎn)生并維持振蕩，振蕩回路必須形成負(fù)阻，即散射參數(shù)S11和S22均應(yīng)大于1，穩(wěn)定系數(shù)k＜1，利用電路的潛在不穩(wěn)定性，振蕩器就能滿足振蕩條件，產(chǎn)生自激振蕩。4.1.1.振蕩條件一個雙端口負(fù)阻振蕩器等效網(wǎng)絡(luò)如圖4-1，它包含晶體三極管、諧振網(wǎng)絡(luò)和輸出匹配網(wǎng)絡(luò)。晶體三極管的散射矩陣［S］用S11、S12、S21、S22表示，設(shè)2個端口上聯(lián)接的傳輸線特性阻抗都為Z0，線長都為零，其輸入阻抗為Ｚm=Rin＋jXin，輸入端反射系數(shù)為Γ1，看向諧振網(wǎng)絡(luò)的阻抗為Ｚg=Rg＋jＸg,相應(yīng)的反射系數(shù)為Γg，圖中同時示出了輸出阻抗、輸出端反射系數(shù)、負(fù)載阻抗及負(fù)載反射系數(shù)。圖4-1雙端口負(fù)阻震蕩器等效網(wǎng)絡(luò)設(shè)雙端口網(wǎng)絡(luò)的入射波為a1、a2，反射波為b1、b2，雙端口網(wǎng)絡(luò)的散射參數(shù)定義為（4-1）（4-2）利用（4-1），（4-2）式和，，得到：（4-3）（4-4）震蕩條件可表示為：（4-5）（4-6）（4-7）式中（4-8）因為輸入端口接諧振回路，輸出端口接匹配網(wǎng)絡(luò)和負(fù)載，都是無源網(wǎng)絡(luò)，故｜Γg｜和｜ΓL｜都小于1,因此，對振蕩器設(shè)計來說，為了產(chǎn)生振蕩，兩端口的反射系數(shù)均大于1,而穩(wěn)定系數(shù)應(yīng)小于1。4.1.2．雙端口負(fù)阻振蕩器的輸出功率考慮一個共發(fā)射極功率振蕩器，要求傳輸給負(fù)載的有用功率最大。由于共發(fā)射極振蕩器可以視為具有輸出功率為Pout的共發(fā)射極放大器,通過正反饋電路反饋輸入功率Pin給輸入端構(gòu)成振蕩器。要求振蕩器傳輸給負(fù)載的有用功率（Pout－Pin）最大，也就是使放大器的（Pout－Pin）最大，由放大器的輸出功率經(jīng)驗公式知：(4-9)式中Pin是輸入功率，Pout是輸出功率，是飽和輸出功率，是放大器調(diào)諧小信號轉(zhuǎn)換增益。要得到最大輸出功率，就要使（Pout－Pin）最大，因而可通過求導(dǎo)找到相應(yīng)的功率關(guān)系：(4-10)當(dāng)（）為最大值時，放大器輸出功率為：(4-11)因而由上面兩式，可得到震蕩器的最大輸出功率為：(4-12)4.2微帶壓控振蕩器電路設(shè)計分析由于微波仿真軟件的不斷完善，以及能夠提供精確的元器件模型，目前在微波電路設(shè)計中，已得到廣泛應(yīng)用。本電路采用Asoft公司的微波仿真軟件Serenade8.5來設(shè)計。要設(shè)計的振蕩器的技術(shù)指標(biāo)為：工作頻段S波段，帶寬fo±10MHz，輸出功率不小于100mW，雜波抑制比大于60dB。4.2.1微帶振蕩器電路構(gòu)成為了獲得大的輸出功率，采用了共發(fā)射極串聯(lián)反饋振蕩器電路，如圖4-2所示，圖中省略了直流偏置電路。圖4-2微帶壓控震蕩器原理圖(1)振蕩管的選擇根據(jù)工作頻率和輸出功率要求，選擇Agilent公司硅雙極晶體管AT-42070，其fT=8GHz，工作在2GHz時P1dB＝21dBm，噪聲系數(shù)為1.9dB。AT-42070的S參數(shù)如表4-1所示。表4-1晶體三極管的S參數(shù)GHzS11S12S21S221.00.6717980800.033510.28-411.50.6716969690.040590.27-442.00.6816060600.053590.27-512.50.6915755550.065650.28-533.00.6915147470.072650.28-62(2)變?nèi)荻O管的選擇壓控振蕩器頻率的改變是借助變?nèi)荻O管電容的改變來完成的，因此壓控振蕩器的許多重要指標(biāo)如頻偏、線性度、靈敏度等都與它有關(guān)。為了獲得較好的線性度和電調(diào)靈敏度，使用了雙變?nèi)荻O管串聯(lián)形式。根據(jù)設(shè)計要求，選擇了M/A-COM公司的GaAs超突變結(jié)變?nèi)荻O管MA46H204。管子參數(shù)為γ＝1.25，Q＝1500，電容變化比等于10，控制電壓范圍2～20V。4.2.2微帶振蕩器電路仿真設(shè)計及步驟根據(jù)原理電路構(gòu)成圖，將拓?fù)鋱D繪制在Serenade的原理圖編輯區(qū)內(nèi)，然后根據(jù)經(jīng)驗設(shè)定各個元件的初值，并設(shè)置好各種仿真參數(shù)。微帶壓控振蕩器電路拓?fù)淙鐖D4-3所示。圖4-3壓控震蕩器的仿真電路圖電路起振分析振蕩器設(shè)計分2步進行。首先，使用OscillatorDesignAid確定振蕩電路是否能夠在指定的頻段范圍內(nèi)振蕩。其分析如圖4.4所示。圖4-4OscillatorAnalysis分析圖然后，使用OscillatorAnalysis對振蕩電路進行分析。電路優(yōu)化及結(jié)果對振蕩器進行初步分析之后，就需要進行電路優(yōu)化。在Serenade的原理圖編輯區(qū)內(nèi)，選擇需優(yōu)化的元件，設(shè)置優(yōu)化模塊，建立優(yōu)化目標(biāo)函數(shù)。經(jīng)優(yōu)化后得到的頻譜圖如圖4-5所示。圖4-5仿真輸出頻譜圖4.3實驗結(jié)果實際的壓控振蕩器制作在40×30mm2、δ=1.5的微帶陶瓷基片上。其實驗結(jié)果如下：（１）工作頻段：fo±10MHz（２）輸出功率：≥120mW（３）雜波諧波抑制比：≥60dBc（４）電調(diào)性能：實驗測試結(jié)果見表4-2。圖4-6為實際壓控振蕩器的輸出頻譜。表4-2實測電調(diào)特性Vc(V)234567△f/△V(MHz)3.04.34.4Po(mW)125.3125.3125.4125.4125.5125.4圖4-6為實際壓控振蕩器的輸出頻譜

第5章結(jié)