畢業(yè)設(shè)計---基于運(yùn)算放大器的峰值檢測電路設(shè)計

課 程 設(shè) 計 說 明 書 題目：基于運(yùn)算放大器的峰值檢測電路設(shè)計 課程設(shè)計（論文）任務(wù)書 院（系 ）： 電 氣工程學(xué)院 基 層教學(xué)單位：儀器科學(xué)與工程系 學(xué) 號 080103020042 學(xué)生姓名 井濤 專業(yè)（班級） 08檢測 1 班 設(shè)計題目 基于運(yùn)算放大器的峰值檢測電路設(shè)計 設(shè) 計 技 術(shù) 參 數(shù) 輸入信號是由 10-100Hz 的正弦波和三角波疊加而成。測量電路每隔 0.2 秒采 集一次輸入信號的峰值。 設(shè) 計 要 求 1：完成 題 目 的理論設(shè)計模型； 2：完成電 路 的 multisim 仿真； 工 作 量 1：完成一 份 設(shè)計說明書（其中包括理論設(shè)計的相關(guān)參數(shù)及仿真結(jié)果 ）； 2：提交一 份 電路原理圖； 工 作 計 劃 周一，查閱資料； 周二到周四，理論設(shè)計及計算機(jī)仿真； 周五，撰寫設(shè)計說明書； 參 考 資 料 1：基于運(yùn) 算 放大器和模擬集成電路的電路設(shè)計； 2：模擬電 子 技術(shù)； 3：數(shù)字電 子 技術(shù)； 4：電路理論 指導(dǎo)教師簽字 基層教學(xué)單位主任簽字 說明：此表一式四份，學(xué)生、指導(dǎo)教師、基層教學(xué)單位、系部各一份。 2011年 6 月 25 日 3 燕山大學(xué)課程設(shè)計評審意見表 指導(dǎo)教師評語： 成績： 指導(dǎo)教師： 年 月 日 答辯小組評語： 成績： 組長： 年 月 日 課程設(shè)計總成績： 答辯小組成員簽字： 年 月 日 4 基于運(yùn)算放大器的峰值檢測電路設(shè)計 目 錄 第 一 章 引言 . 2 第 二 章 基本原理 .2 2.1原理分析及原理框圖 . . . .2 2.2 電路功能分 析 . 3 2.2 電路分塊設(shè)計 . 4 第 三 章 電路 具體設(shè)計 . . . . . 7 3.1 峰值檢測電路元件參數(shù)選取 . 7 3.2 采樣信號發(fā)生器 . . 8 3.3 總體電路圖 . . . 9 第 四 章 電路 仿真 測試 . 10 4.1 輸出波形 multisim仿 真 . 10 4.2 對于微小輸入 信號 的分 析 . 14 第 五 章 誤差分析 . 17 5.1 復(fù)位誤差 . . . 17 5.2 保持誤差 . . . . . 21 第六章 整 體電路圖 . . 22 第七章 結(jié)論 . 23 第八章 心得體會 . . . 24 參考文獻(xiàn) . 25 5 第一章、 引言 峰值檢 測技術(shù)是數(shù)字存儲示波器及數(shù)字采集卡中的重要技術(shù)之一，在科研、生產(chǎn)的很多領(lǐng)域都需要用到峰值檢測設(shè)備，用來實現(xiàn)波形的毛刺捕捉或高占空比信號的檢測、沖擊信號峰值檢測 ，比如檢測建筑物中梁的最大承受力、鋼材的最大允許拉力、 軸承振動噪聲的峰值檢測 等等。相比正常采樣給出信號的一個完整的波形顯示，峰值檢測只記錄發(fā)生在每個采樣間隔期間內(nèi)的最大最小峰值，這樣就可以不增加存儲深度，還可以捕獲毛刺或者偶發(fā)事件。 峰值檢測的實現(xiàn)方法有模擬式實現(xiàn)和數(shù)字式實現(xiàn)兩種，模擬峰值檢測是一個專門的硬件電路，它以電容上電壓的形式存儲信號的峰值，速 度比較慢，通常只能存儲寬度大于幾個微秒且具有相當(dāng)幅值的毛刺。數(shù)字式峰值檢測器圍繞 ADC 構(gòu)成，以盡可能高的采樣速率連續(xù)對信號進(jìn)行采樣，通過峰值檢測模塊篩選出最大值和最小值，然后將峰值存儲在一個專用的存儲器中作為采樣點值，特點是采樣速度快，可以實現(xiàn)高頻信號的峰值檢測。 這次課設(shè)的給出需要檢測的輸入信號的是由 10-100Hz 的正弦波和三角波疊加而成，測量電路每 0.2s 采集一次輸入信號峰值，屬于對低頻信號的峰值采集，因此采用模擬硬件電路的方式實現(xiàn)峰值檢測。 第二章、基本原理 2.1 原理分析及原理框圖 2.1.1 原理分析 峰值檢測電路（ PKD， Peak Detector）的作用是對輸入信號的峰值進(jìn)行提取，產(chǎn)生輸 6 出 Vo = Vpeak，為了實現(xiàn)這樣的目標(biāo)，電路輸出值會一直保持，直到一個新的更大的峰值出現(xiàn)或電路復(fù)位。它的時域波形如圖 1 所示： 圖 1 峰值檢測電路時域波形 2.1.2 原理框圖 圖 2 電路原理框圖 2.2 電路功能分析 由峰值檢測器的電路特性，并根據(jù)參考文獻(xiàn)一關(guān)于峰值檢測器的內(nèi)容，可以確定下面四個功能模塊： （ a） 用來保持最近峰值的模擬儲存器 ， 即電容 器 ， 它存儲電荷的功能 使它充當(dāng)一個電壓存儲器 ， V = Q / C ； （ b） 當(dāng)一個新 的 峰值出現(xiàn) 時 ，用來進(jìn) 一 步對電容 充 電的單向 電 流 開 關(guān)，即二輸入信號 電壓跟隨 單向充電開關(guān) 電壓存儲器 脈沖采樣開關(guān)信號 輸出信號 7 極管； （ c） 當(dāng)一個新的峰值出現(xiàn)時，使電容電壓能夠跟蹤輸入電壓的器件， 即電壓跟隨器； （ d） 能周期的將 vo 重新置零的開關(guān) ， 這里是用兩個 NPN 型 BJT 串聯(lián)起來作為采樣開關(guān) 和采集電壓的電容相并聯(lián)實現(xiàn)的。 2.3 電路分塊設(shè)計 將整個電路分為三大部分，分別是正向峰值檢測的電路、反向峰值檢測電路和復(fù)位開關(guān)電路。下面對三個部分進(jìn)行分別設(shè)計。 2.3.1 正向峰值 檢測電路 圖 3 正向峰值檢測電路 正向峰值檢測電路原理圖如圖 3所示。與參考文獻(xiàn)一中類似，由電容 C2實現(xiàn)電壓存儲器的功能； U1為實現(xiàn)電容電壓跟隨輸入峰值變化的電壓跟隨器。對于給電容 C2充電的單向開關(guān)，我們采用了一個場效應(yīng)管 Q3，目的是減小反向電流同時增加第一個運(yùn)放的輸出 8 驅(qū)動力 U2的作用是對電容電壓進(jìn)行緩沖，以防止通過 R1 和 任 何外部負(fù)載所引起的 放電。U2 選用具有超低偏執(zhí)電流的 BJT 輸入運(yùn)算放大器，以減少 C2的放電。 正向峰值檢測的工作過程分為兩部分，即跟蹤模式和保持模式。在跟蹤模式期間，D2、 Q3二極管對相當(dāng)于一個單向開關(guān) ，當(dāng)一個新的峰值到達(dá)時， OA1的輸出 V1為正， D1截止 D2導(dǎo)通， U1利用反饋通路 D2-Q3-U2-R1使輸入端之間保持虛短路。由于沒有電流流過 R1，Vo會跟蹤 Vi， U1流出的電流經(jīng)過 D2對 CH充電。在經(jīng)歷了峰值以后，進(jìn)入保持模式， Vi開始下降，這也使 U1的輸出開始下降 .此時 D2截止 D1導(dǎo)通，這就給 U1提供了另一條反饋通路。 在保持模式期間 ， R2將 Q3極拉起 ， 使它與陰極具有相同的電位，這樣就消除了 Q3的泄露，只用 D2 來保持反相偏置。 2.3.2 反向峰值檢測電路 圖 4 反向峰 值檢測電路 將正向峰值檢測電路中的 D1、 D2反向，用一個反向的二極管 D5代替 Q3，其他部分不變，即得到了可以檢測反向峰值的電路，工作原理和正向峰值檢測電路類似。 2.3.3 采樣開關(guān) 9 圖 5 采樣開關(guān)電路 圖 6 脈沖信號發(fā)生模塊 如圖所示開關(guān)是由兩個 BJT 來 實 現(xiàn)的。給它們的基極加上一個正的脈沖會使兩個 10 BJ導(dǎo)通， C2放電 。 一旦脈沖結(jié)束 ， 兩個 BJT 截 止 ； 然而 ， 因為 R7、 R8 將 Q1 的發(fā)射極拉至與集電 極具有相 同 的電位 ,Q1、 Q4的漏電就被 消 除了；僅 用 Q2、 Q5來維持開 關(guān) 電壓。 控制開關(guān)電路脈沖信號由 80C51給出，使用單片機(jī)定時編程使其 P2.0和 P2.1分別輸出占空比為 1:14的脈沖信號，周期為 0.2s,并且兩者的相位相差半個周期。 第三章 、電路具體設(shè)計 3.1 峰值檢測電路元件參數(shù)選取 3.1.1 正向峰值檢測電路： 1） 對于 U2的要求是輸入胼胝電流必須足夠的低，這樣才能使峰值之間的電容放電最小，因此應(yīng)該選擇雙 JFET運(yùn)放，這里我們采用 3554AM運(yùn)放。對 U1的要求是它應(yīng)該具有足夠低的直流輸入誤差和輸出電流能力，以便再短暫的峰值期間對 CH進(jìn)行充電。通過仿真測試，精密高速的 OP-249和 3554AM都可以滿足要求。 2） 二極管選用通用的 1N914，采樣開關(guān)電路使用兩個 2N2923晶體管來實現(xiàn)。上拉電阻 R2用于限流，故選擇 1M。 3） 充電電容 C2必須足夠的大，才能降低漏電流的影響，然而太大的電容值會導(dǎo)致充電時間過長，影響電路快速性，經(jīng)過多次仿真模擬，選用 10 f的電容作為 C2，既可以保證回應(yīng)速度，又能很好的保持峰值。 4） 3.1.2 反向峰值檢測電路 反向峰值檢測電路的元件選取 同正向電路， 僅僅將兩個單向?qū)ǖ拈_關(guān) D2和 Q3用同類型器件反向接入電路即可。 3.2 采樣信號發(fā)生器 11 利用 80C51定時計數(shù)功能來產(chǎn)生脈沖信號， P2.0和 P2.1分別輸出占空比為 1:19的脈沖信號，周期為 0.2s，兩個信號相差半個周期，分別作為正向和反向峰值檢測的控制信號。 編程程序如下： #include char number1； void main() TMOD=0X01； ET0=1； EA=1； TR0=1； TH0=(65536-10000)/256； TL0=(65536-10000)%256； number1=0； P2=0X00； while(1) switch(number1) case 9: P2=0X01； break； case 19: P2=0x02； break； default : P2=0x00； 12 void intt0(void) interrupt 1 TH0=(65536-10000)/256； TL0=(65536-10000)%256； number1+； if(number1=20)number1=0； 通過修改 變量 number1和 number2的數(shù)值，可以很容易的修改采樣周期和脈沖信號占空比。 產(chǎn)生的脈沖方波波形圖： 圖 7 脈沖控制信號波形圖 3.3 總體電路圖 整體電路圖如下，改進(jìn)后的請見第六章。 13 圖 8 整體電路圖 第四章、 電路仿真測試 4.1 用一個三角波和一個正弦波的疊加作為輸入信號，以下是幾個仿真結(jié)果。 1） 信號 1: 頻率為 15Hz，幅值為 10V的正弦波； 信號 2：頻率為 20Hz，占空比為 5%，幅值為 5V的三角波； 采樣周期為 0.2s，占空比為 7%； 14 2） 信號 1：頻率為 100Hz，幅值為 10V的 正弦波； 信號 2：頻率為 88Hz，占空比為 10%，幅值為 10V的三角波； 采樣周期為 0.2s，占空比為 7%； 15 3） 信號 1：頻率為 50Hz，幅值為 6V的正弦波； 信號 2：平率為 88Hz，占空比為 20%，幅值為 6V的三角波； 采樣周期為 0.2s，占空比為 7%； 16 從 2和 3的波形圖中可以得知，當(dāng)信號變化速度較快的時候，峰值檢測會有較大的失真，有些采樣期間內(nèi)的峰值沒有捕捉到?？梢酝ㄟ^減小采樣脈沖占空比的方法減小電容器放電時間，以減少漏掉峰值的現(xiàn)象。 4） 信號 1： 頻率為 50Hz，幅值為 6V的正弦波； 信號 2：頻率 為 88Hz，占空比為 20%，幅值為 6V的三角波； 采樣周期為 0.2s，占空比為 1%； 17 從 4的波形圖中可以得知，減小采樣脈沖占空比，可以很大程度地避免漏掉某時間段的峰值。 4.2 對微小輸入信號的分析 為了測試電路對微小信號的靈敏度，用一組幅值較小的輸入信號測試峰值檢測電路。 1） 信號 1：頻率為 50Hz，幅值為 0.1V的正弦波； 信號 2：頻率為 33Hz，幅值為 0.3V，占空比為 50%的三角波； 采樣周期 0.2s，占空比為 7%； 18 此時可以看出，由于 BJT2N2923的導(dǎo)通壓降，正向峰值檢測電路放電時 ，電容的電壓會保持在 0.9V左右，此后再進(jìn)入跟蹤和保持模式，由于信號電壓低于 0.9V，輸出電壓不能跟隨信號的峰值。 而對于反向峰值檢測電路，由于電容上保持的電壓是負(fù)值，在放電時由于 BJT的導(dǎo)通電壓，電容放電完全后，輸出電壓還會繼續(xù)增加，即出現(xiàn)一個正的尖峰脈沖，持續(xù)時間很短，幅度大概為 0.1V左右，對峰值檢測影響不大，這個誤差會在后面改進(jìn)。因此反向峰值檢測電路中不會出現(xiàn)類似正向電路那樣的情況，對小信號的峰值也可以有很好的檢測效果。 19 對于正向峰值不能保持的問題，我們采取如下手段進(jìn)行改進(jìn)，即將兩個三極管控制開關(guān)的 接地點改為接 -1V的電平，這樣就放電時輸出電壓最低值可以達(dá)到 0.01V左右，可以充分完成對于微小信號的峰值檢測，兩個波形圖如下。 2） 信號 1：頻率為 88Hz，幅度為 0.3V的正弦波； 信號 2：頻率為 50Hz，占空比為 50%，幅度為 0.1V的三角波； 采樣周期為 0.2s，占空比為 7%； 3） 信號 1：頻率為 30Hz，幅度為 0.3V的正弦波； 信號 2：頻率為 20Hz，占空比為 10%，幅度為 0.1V的三角波； 采樣周期為 0.2s，占空比為 7%； 20 第五章、 誤差分析 5.1 復(fù)位 誤差 電路工作 在 復(fù)位模式時， 輸出的電壓值應(yīng)該接近 0V,這樣 對于較小的輸入信號就可以很好的檢測出其峰值。但是由于 BJT的導(dǎo)通壓降，復(fù)位模式下輸出電壓值距離 0V較大， 這就是復(fù)位誤差。 5.1.1 正向 復(fù)位 誤差 21 由于采樣開關(guān)使用的 BJT的導(dǎo)通壓降，正向放電時電壓最低為 0.9mV左右，如下圖所示： 但是將開關(guān)電路接到 -1V的偏置電壓上后，這個誤差被極大的減小了。我們將脈沖信號的占空比調(diào)整為 99%，即使電路始終處于復(fù)位模式，來觀察輸出的電壓值，波形圖如下： 22 由圖， ChannelC是正向檢測電路的輸出，這里即是持續(xù)放電的電壓，大約為 8.6mV，由此可見改變偏置電平減小了放電誤差。 5.1.2 反向 復(fù)位 誤差 類似的，對于反向峰值檢測 ,同樣也存在由于 BJT的導(dǎo)通誤差導(dǎo)致的放電誤差，在放電器件，反向輸出電壓可以達(dá)到正的 0.9V左右，在波形圖中就成為一個正的尖峰脈沖。為了使反向放電誤差有明顯的現(xiàn)實，我們將反向控制脈沖信號的占空比調(diào)整為 99%，即使反向峰值檢測電路一直處于復(fù)位放電狀態(tài)，波形圖如下： 23 為了減小這個誤差，類似于正向檢測電路，將采樣開關(guān)的接地端改為 -1V的偏置電平，這樣就解決了由于 BJT導(dǎo)通壓降帶來的放電誤差，改進(jìn)后的仿真波形如下（控制 脈沖的占空比為 99%）： 24 由圖可知， ChanneB為反向峰值檢測電路的輸出電壓，當(dāng)控制脈沖的占空比保持在 99%的時候，它的輸出保持在 8.6mV左右，說明這種改進(jìn)措施很大程度上的減小了放電誤差。 5.2 保持誤差 當(dāng)電路工作在保持模式時，輸出電壓 Vo應(yīng)該嚴(yán)格保持在常數(shù)。實際上，由于漏電流的存在，電容會根據(jù)漏電的極性，緩慢地充電和放電。 要減小保持誤差，需減小漏電流。選用 2N4117作為單向供電開關(guān)，并且在印制電路板的時候采用輸入防護(hù)技術(shù)，可以使保持模式的漏電流極大的減小。在保證跟蹤速度的前提下，選取較大的 電容值，可以降低漏電流的影響，這里我們選擇 10 F的電容器，在電路仿真時幾乎觀察不到保持誤差。 25 第六章 、 整體電路圖 經(jīng)過改進(jìn)后的整體電路圖如下： 26 第 七 章 、 總結(jié) 6.1 設(shè)計總結(jié) 在經(jīng)典峰值檢測電路的基礎(chǔ)上，我們對各個部分進(jìn)行了細(xì)致的分析和仿真，依次對電壓跟隨部分、單向開關(guān)部分、電壓存儲器部分、采樣開關(guān)部分進(jìn)行了理論設(shè)計、實際器件選擇和電路仿真， 設(shè)計出了完整的模擬式峰值檢測電路。通過仿真驗證，電路可以很好的檢測出采樣期間信號的峰值，跟蹤峰值變化，并無失 真地保持，復(fù)位輸出電壓非常接近 0V（ 8.9mV） 。利用單片機(jī)產(chǎn)生采樣脈沖控制信號，實現(xiàn)了 可變 采樣周期 。 6.2 設(shè)計 的 創(chuàng)新點 1) 用 2N4117型 BJT代替經(jīng)典設(shè)計中的單向開關(guān)二極管， 有效減小反向電流同時增加第一個運(yùn)放的輸出驅(qū)動力 ； 2）將經(jīng)典設(shè)計中采樣開關(guān)電路接地端 改接 -1V的偏置電壓，可以有效減小復(fù)位誤差，使電路在復(fù)位期間輸出電壓接近 0V（約為 8.9mV）； 3）利用單片機(jī)的定時和開關(guān)功能產(chǎn)生采樣脈沖控制信號，由于單片機(jī)編程簡單， 驅(qū)動能力也能夠滿足要求，通過對程序中變量值的修改，可以方便地更改控制脈沖 的占空比和周期，更加方便 我們的電路仿真和實驗。另外，在電路中嵌入單片機(jī)，不但使脈沖控制信號參數(shù)變得可調(diào)，而且方便了我們進(jìn)一步改進(jìn)電路，例如加入 A/D轉(zhuǎn)換模塊，將轉(zhuǎn)換成的數(shù)字信號輸入單片機(jī)，就可以實現(xiàn)數(shù)據(jù)的記錄和分析 。 6.3 設(shè)計 的 缺點 與不足 1） 電路只能用于檢測幅度較大的信號，對于微小信號（平均峰值小于 10mV），由于改進(jìn)后的電路復(fù)位輸