高速BGA 封裝與PCB 差分互連結(jié)構(gòu)的設(shè)計(jì)與優(yōu)化

【W(wǎng)ord版本下載可任意編輯】高速BGA封裝與PCB差分互連結(jié)構(gòu)的設(shè)計(jì)與優(yōu)化近年來，球柵陣列（BGA）封裝因體積小，引腳多，信號完整性和散熱性能佳等優(yōu)點(diǎn)而成為高速IC廣泛采用的封裝類型。為了適應(yīng)高速信號傳輸，芯片多采用差分信號傳輸方式。隨著芯片I/O引腳數(shù)量越來越多，BGA焊點(diǎn)間距越來越小，由焊點(diǎn)、過孔以及印制線構(gòu)成的差分互連構(gòu)造所產(chǎn)生的寄生效應(yīng)將導(dǎo)致衰減、串?dāng)_等一系列信號完整性問題，這對高速互連設(shè)計(jì)提出了嚴(yán)峻挑戰(zhàn)。目前國內(nèi)外學(xué)者對于板級信號完整性問題的研究仍多集中于水平傳輸線或者單個(gè)過孔的建模與仿真，頻率大多在20GHz以內(nèi)。對于包括過孔、傳輸線的差分互連構(gòu)造的傳輸性能以及耦合問題研究較少。并沒有多少技術(shù)去減少封裝與PCB互連區(qū)域垂直過孔間的串?dāng)_。

本文針對高速BGA封裝與PCB差分互連構(gòu)造開展設(shè)計(jì)與優(yōu)化。著重分析改良差分布線方式，信號布局方式，信號孔/地孔比，布線層與背鉆這四個(gè)方面對改善高速差分信號傳輸性能和串?dāng)_的具體影響。利用全波電磁場仿真軟件CST微波工作室建立3D仿真模型。仿真頻率到達(dá)40GHz，在時(shí)域和頻域同時(shí)驗(yàn)證了所述優(yōu)化方法的有效性。

1物理模型

1.1差分互連構(gòu)造

在高速信號傳輸中，差分信號因具有減小軌道塌陷和電磁干擾、提高增益、消除共模噪聲和開關(guān)噪聲干擾等優(yōu)點(diǎn)而被廣泛使用。高速差分信號通過IC封裝到達(dá)PCB板各層開展傳播，為了實(shí)現(xiàn)BGA封裝基板與PCB各層的電氣連接，由水平差分線和垂直差分過孔共同構(gòu)成了差分互連構(gòu)造，如圖1所示。

圖1BGA封裝與PCB板垂直互連構(gòu)造

1.2仿真環(huán)境及參數(shù)設(shè)置

本文采用的仿真環(huán)境為全波電磁場仿真軟件CST微波工作室，集時(shí)頻域算法為一體，含多個(gè)全牽扯高頻算法，可仿真任意構(gòu)造、任意材料下的S參數(shù)，并可以與電路設(shè)計(jì)軟件聯(lián)合仿真。幾種優(yōu)化方案均由CST微波工作室建立三維物理模型，PCB的層疊構(gòu)造如圖2所示，PCB板共12層，第1，3，5，8，10，12層為信號層（走線層），第2，4，6，7，9，11層為電源或地層。板厚為97.6mil，板材介電常數(shù)3.8，損耗正切0.012。0.8mm間距BGA扇出過孔間距為31.4mil，過孔孔徑8mil，線寬/線距5mil，差分走線在第10層。

圖2PCB板層疊構(gòu)造剖面圖

2優(yōu)化與設(shè)計(jì)

本節(jié)著重從四個(gè)方面開展設(shè)計(jì)優(yōu)化，以改善高速差分信號的傳輸性能及信號間串?dāng)_。分別為差分布線方式，信號分布方式，信號孔/地孔比，布線層選擇與過孔殘樁。CST仿真的結(jié)果以S參數(shù)的形式表達(dá)，仿真頻率達(dá)40GHz，在時(shí)域和頻域同時(shí)驗(yàn)證所述優(yōu)化方法的有效性。

2.1布線方式

差分信號從過孔引出時(shí)，不同的布線方式會對差分信號的傳輸特性有很大的影響，如果傳輸線不能等長等距，就會引起信號失真，產(chǎn)生共模噪聲。如圖3所示，信號從過孔引出時(shí)分別采取三種布線方式，0°，90°轉(zhuǎn)角，45°轉(zhuǎn)角，每對差分過孔周圍有兩個(gè)隔離地孔。布線在PCB板第10層。

圖3三種差分線引出方式

圖4是以上三種不同布線方式的插入損耗。顯然，種水平對稱的方式傳輸性能。差分信號重要的就是等長等距，等長的目的是要確保時(shí)序的準(zhǔn)確與對稱性，兩條傳輸線上的任何時(shí)延差或錯(cuò)位，都會導(dǎo)致差分信號失真，并使部分差分信號變成共模信號，產(chǎn)生電磁干擾。等距的目的是保持差分阻抗的一致性。45°和90°轉(zhuǎn)角在布線時(shí)都無法做到的等長等距，產(chǎn)生相位差和共模噪聲。

圖4不同布線方式下差分對的插入損耗

圖5和圖6分別從頻域和時(shí)域展示了三種布線方式所產(chǎn)生的共模噪聲。不管是45°轉(zhuǎn)角還是90°轉(zhuǎn)角，產(chǎn)生的共模噪聲都比0°高得多，而45°轉(zhuǎn)角布線要略優(yōu)于90°轉(zhuǎn)角。

圖5不同布線方式下共模噪聲頻域比較

圖6不同布線方式下共模噪聲時(shí)域比較

根據(jù)經(jīng)驗(yàn)法則，為了把錯(cuò)位維持在信號上升邊10%以內(nèi)，要求兩線長度匹配至上升邊空間延伸的10%以內(nèi)。這種情況下，對走線總長度的匹配要求如下：

ΔL=0.1×RT×v

式中：ΔL表示為錯(cuò)位維持在上升邊的10%以內(nèi)，兩條走線之間的長度偏差；RT表示信號的上升邊；v表示差分信號的傳播速度。如果信號的傳播速度大致為6in/ns，上升邊為100ps，那么兩條走線的長度應(yīng)匹配至其偏差小于60mil。由于高速信號上升時(shí)間越來越短，留給緣于走線長度偏差的錯(cuò)位預(yù)算在不斷變小，使得走線長度之間的匹配顯得愈加重要。

因此在實(shí)際應(yīng)用中，應(yīng)盡量采用0°這樣水平對稱的方式布線，來到達(dá)等長等距的目的。

2.2信號分布方式

BGA封裝管腳在扇出時(shí)通過過孔連接至PCB板其他各層，幾十對差分對同時(shí)***度、長線并行，相鄰的傳輸線由于電場和磁場的作用（耦合電容/耦合電感），一對差分線傳輸?shù)男盘枙ο噜彽膫鬏斁€產(chǎn)生串?dāng)_。由于BGA焊點(diǎn)的排列是固定的，因此焊盤和過孔的位置取決于焊點(diǎn)的分布，合理的BGA管腳信號布局可以改善差分對之間的串?dāng)_。不同信號分布方式見圖7。

圖7不同信號分布方式

如圖7所示的兩種布局方式：3對信號橫向水平布置；3對信號正交布置。每對信號周圍各有兩個(gè)隔離地孔。中間為受擾線，兩邊為干擾線，根據(jù)走線將3對差分對定義成6個(gè)差分端口，D1~D3為BGA扇出端，通過觀察D4，D6端口對D2端口的遠(yuǎn)端串?dāng)_來分析相鄰?fù)ǖ赖拇當(dāng)_情況，由于兩邊對稱，只需觀察D4端口對D2端口的串?dāng)_。差分對遠(yuǎn)端串?dāng)_比較如圖8所示。

圖8不同信號分布方式下差分對遠(yuǎn)端串?dāng)_比較

由圖8所示的結(jié)果可以看到，信號正交布局時(shí)，由于孔?孔之間距離增大，孔?孔耦合減小，從端口D4到端口D2的遠(yuǎn)端串?dāng)_低于水平布局時(shí)的遠(yuǎn)端串?dāng)_。由表1可知，優(yōu)化后的遠(yuǎn)端串?dāng)_比原設(shè)計(jì)在大于5GHz頻帶內(nèi)有5～15dB的改善。圖9從時(shí)域也驗(yàn)證了正交布局的優(yōu)越性。優(yōu)化后的設(shè)計(jì)瞬態(tài)峰值噪聲比原設(shè)計(jì)降低了10mV，如下表1所示。

圖9不同信號分布方式下差分對遠(yuǎn)端串?dāng)_時(shí)域響應(yīng)比較

表1遠(yuǎn)端串?dāng)_比較

2.3信號孔/地孔數(shù)量比

由于在設(shè)計(jì)中BGA焊點(diǎn)的間距是固定的，一味增加信號之間的距離來降低串?dāng)_不太可能，簡單的方法就是在重要信號孔周圍增加地孔隔離。以下四種方案信號孔/地孔(SG)比分別為1∶1，1∶2，1∶3，1∶4，信號布局方式采取第2.2節(jié)中正交布局方式，如圖10所示。

圖10不同SG比信號布局

四種方案遠(yuǎn)端串?dāng)_比較如圖11所示，SG比為1∶2時(shí)，差分信號的遠(yuǎn)端串?dāng)_要比1∶1時(shí)有很大改善。由表2可知，在5~30GHz頻段，SG比1∶2比1∶1遠(yuǎn)端串?dāng)_降低了8~17dB。

在重要信號孔周圍增加地孔隔離，能夠縮短地回流路徑、降低信號過孔的電感不連續(xù)性，因此可以在一定程度上改善串?dāng)_，但是很快就會飽和，SG比1∶4與1∶3時(shí)差異已然不大，遠(yuǎn)端串?dāng)_的改善很有限。4種方案遠(yuǎn)端串?dāng)_的時(shí)域仿真結(jié)果如圖12所示，可以得到與頻域同樣的分析結(jié)果。從時(shí)域結(jié)果可得到4種方案的瞬態(tài)峰值噪聲，SG比1∶1時(shí)高達(dá)22mV，1∶2時(shí)則很快降低到6mV，1∶3和1∶4時(shí)均在1.6mV左右，相差不到0.03mV，如下表2所示。

圖11四種方案遠(yuǎn)端串?dāng)_比較

圖12四種方案遠(yuǎn)端串?dāng)_時(shí)域響應(yīng)比較

表2遠(yuǎn)端串?dāng)_比較

由于BGA封裝引腳數(shù)量有限，并不能無上限地增加地孔數(shù)量。在串?dāng)_影響和引腳數(shù)量的權(quán)衡之下，20GHz以內(nèi)SG比1∶2與1∶3區(qū)別不大，選擇1∶2即可。20GHz以上時(shí)，SG比1∶3要明顯優(yōu)于1∶2。

2.4布線層選擇與過孔Stub的影響

在重要信號孔周圍增加地孔隔離是降低串?dāng)_簡單的方法，但是很快就飽和了，而且這樣很難到達(dá)一個(gè)理想的屏蔽。在封裝與PCB互連區(qū)域，高速差分對之間除了孔?孔的耦合，線?孔、孔?線耦合也都是引起串?dāng)_的重要因素。此刻，除了考慮之前的三個(gè)方面影響，還應(yīng)分析和研究布線層以及過孔殘樁對串?dāng)_的影響。圖13的情況，三個(gè)差分對分別布在不同層且具有不同過孔Stub長度，信號正交布局，每對差分過孔周圍設(shè)置6個(gè)隔離地孔。圖13（a）中3個(gè)差分對都布在PCB第10層，靠近底層。圖13（b）中兩側(cè)的干擾線從第10層移到第3層，且將長Stub背鉆59.1mil。這樣兩邊干擾信號與中間受擾信號之間孔?孔耦合的垂直長度顯著減少。圖13（c）與圖13（b）恰好相反，中間的受擾線布在第3層并且背鉆，兩邊干擾線布在第10層。圖13（d）中間受擾線布在第10層，兩邊干擾線布在第3層且保存長Stub。

遠(yuǎn)端串?dāng)_的頻域比較如圖14所示，與方案（a）相比，方案（b）減小了兩邊干擾信號過孔的垂直長度，孔?孔耦合減少，而且3對差分線不在同一層，線?線之間耦合也減小了，串?dāng)_會有很大改善。由表3可知，在5~30GHz頻帶內(nèi)，方案（b）比方案（a）遠(yuǎn)端串?dāng)_改善了4~12dB。方案（c）與（b）的區(qū)別在于（c）有多余的孔線耦合，（c）中受擾線放在第3層且背鉆，干擾線放在第10層，雖然孔?孔耦合也可以減小，但是兩邊長長的干擾信號孔會對中間差分線產(chǎn)生孔?線干擾。而方案（b）中，由于干擾信號孔背鉆，受擾信號在經(jīng)過時(shí)，并沒有長Stub對差分線的干擾。由此，方案（b）的串?dāng)_是的。如果沒有背鉆，如方案（d），雖然三對信號差分線不在同一層，但長長的Stub不僅會影響阻抗的連續(xù)性，使自身差分信號產(chǎn)生諧振，還會增大相鄰差分信號之間的串?dāng)_，甚至都不如方案（a）將信號都布置在靠近底層。

圖14四種方案遠(yuǎn)端串?dāng)_比較

從時(shí)域仿真結(jié)果中可以得到與頻域同樣的分析結(jié)果，如圖15所示。由表3可知，四種方案的瞬態(tài)峰值噪聲，方案（b），方案（d）。因此，在今后的設(shè)計(jì)中，為防止過孔長Stub對信號的干擾，差分線應(yīng)盡量靠近PCB板底層布線，多走內(nèi)部帶狀線。幾對并行的差分信號可分別布置在不同信號層以降低串?dāng)_，但要注意布在淺層的信號過孔一定要背鉆。

圖15四種方案遠(yuǎn)端串?dāng)_時(shí)域響應(yīng)比較

表3遠(yuǎn)端串?dāng)_比較

3實(shí)驗(yàn)結(jié)果比較與分析

通過對以上仿真結(jié)果開展比較與分析，可以得到如下設(shè)計(jì)和優(yōu)化建議：

（1）差分信號從過孔引出時(shí)，為滿足等長等距的要求，應(yīng)盡量采用水平對稱的布線方式，以到達(dá)的傳輸性能和的共模噪聲。如果布線時(shí)無法做到的水平對稱，45°轉(zhuǎn)角布線要優(yōu)于90°轉(zhuǎn)角布線。

（2）BGA封裝信號引腳布局采用正交方式，可充分降低差分對之間串?dāng)_的影響。與水平布局相比，正交布局在5~30GHz頻帶內(nèi)串?dāng)_有5～15dB的改善。

（3）在重要信號孔周圍增加地孔隔離，可以在一定程度上改善串?dāng)_，但是很快就會飽和，由仿真結(jié)果可知：20GHz以內(nèi)給每一對信號孔周圍布置4個(gè)地孔，就可以很好的降低差分信號間的串?dāng)_，滿足信號完整性要求。20GHz以上時(shí)，可在某些高速信號周圍布置6個(gè)隔離地孔，以改善信號之間的串?dāng)_。

（4）在選擇布線層時(shí)，為防止過孔長Stub對信號的干擾，差分線應(yīng)盡量靠近PCB板底層布線，走內(nèi)部帶狀線。如果很多對差分對并行傳輸，幾對差分信號可分別布置在不同信號層以降