第 8 章運動目標檢測及測速

1、第 8 章 運動目標檢測及測速,8.1 多卜勒效應及其在雷達中的應用 8.2 動目標顯示雷達的工作原理及主要組成 8.3 盲速、盲相的影響及其解決途徑 8.4 回波和雜波的頻譜及動目標顯示濾波器 8.5 動目標顯示雷達的工作質量及質量指標 8.6 動目標檢測(MTD) 8.7 自適應動目標顯示系統(tǒng) 8.8 速度測量,8.1 多卜勒效應及其在雷達中的應用,在雷達發(fā)射站處接收到由目標反射的回波信號sr(t)為,(8.1.1),式中, tr = 2R/c, 為回波滯后于發(fā)射信號的時間, 其中R為目標和雷達站間的距離; c為電磁波傳播速度, 在自由空間傳播時它等于光速; k為回波的衰減系數(shù)。,如果目標

2、固定不動, 則距離R為常數(shù)?；夭ㄅc發(fā)射信號之間有固定相位差0tr=2f02R/c =2(f0/c)2R = (2/) 2R, 它是電磁波往返于雷達與目標之間所產(chǎn)生的相位滯后。,當目標與雷達站之間有相對運動時, 則距離R隨時間變化。設目標以勻速相對雷達站運動, 則在時間t時刻, 目標與雷達站間的距離R(t)為,R(t) = R0 - vrt,式中，R0 為 t=0 時的距離；vr為目標相對雷達站的徑向運動速度。,回波信號比起發(fā)射信號來, 高頻相位差,是時間t 的函數(shù), 在徑向速度vr為常數(shù)時, 產(chǎn)生頻率差為,(8.1.3),這就是多卜勒頻率, 它正比于相對運動的速度而反比于工作波長。當目標飛向雷

3、達站時, 多卜勒頻率為正值, 接收信號頻率高于發(fā)射信號頻率, 而當目標背離雷達站飛行時, 多卜勒頻率為負值, 接收信號頻率低于發(fā)射信號頻率。,多卜勒頻率可以直觀地解釋為: 振蕩源發(fā)射的電磁波以恒速c傳播, 如果接收者相對于振蕩源是不動的, 則其在單位時間內收到的振蕩數(shù)目與振蕩源發(fā)出的相同, 即二者頻率相等。 如果振蕩源與接收者之間有相對接近的運動, 則接收者在單位時間內收到的振蕩數(shù)目要比他不動時多一些, 也就是接收頻率增高；當二者作背向運動時, 結果相反。,2. 窄帶信號時的多卜勒效應 常用雷達信號為窄帶信號(帶寬遠 中心頻率)。 其發(fā)射信號可以表示為,式中，Re表示取實部; u(t)為調制信

4、號的復數(shù)包絡; 0為發(fā)射角頻率。同連續(xù)波發(fā)射時的情況相似, 由目標反射的回波信號sr(t)可以寫成,當目標相對雷達站勻速運動時, 按式(8.1.2)近似地認為其延遲時間tr為,則式(8.1.4)的回波信號表示式說明, 回波信號比起發(fā)射信號來講, 復包絡滯后tr, 由上式得高頻相位差=-0tr=-2(2/)(R0-vrt)是時間的函數(shù)。當速度vr為常數(shù)時, (t)引起的頻率差為,稱為多卜勒頻率, 即回波信號的頻率比之發(fā)射頻率存在一個多卜勒頻移。,下面從式(8.1.1)出發(fā), 較嚴格地討論運動目標回波的特點。 在t時刻收到的回波是在t-tr時刻發(fā)射的, 而照射到目標上的時間是t=t - (1/2)

5、 tr, 照射時的目標距離為,(8.1.5),往返R(t)距離所需的時間正是目標的延遲時間tr, 即,將tr代入式(8.1.1)可得運動目標回波為,(8.1.7),由式(8.1.7)可以看出, 運動目標回波信號的角頻率變?yōu)?, 可化簡并近似為,即信號角頻率的變化值d = (2vr/c) 0 = 2 2vr/, 為多卜勒頻移。近似后的結果, 與常用的多卜勒頻率表達式(8.1.3)相同。 對于窄帶發(fā)射信號而言, 要嚴格地討論運動目標回波的特點, 可將式(8.1.6)代入式(8.1.4)后, 得到的結果是:,(8.1.8),由式(8.1.8)可以討論窄帶信號時的運動目標回波的幾個特點: 由指數(shù)項,

6、信號角頻率已變?yōu)?, 通?？倽M足c vr, 故角頻率可作近似簡化處理，得到信號角頻率的變化量為,稱為多卜勒頻率。,(2) 對于復數(shù)包絡u(t)來講,中的因子(c+vr)/(c-vr)表示信號在時間軸上的增長或壓縮。根據(jù)目標運動的方向可確定其是增長還是壓縮。目標和雷達站相對運動時, vr為正值, 相當于波形在時間軸上壓縮, 而在頻率軸上頻譜將展寬。,但在雷達的大多數(shù)應用情況下, 上述復包絡變化的效應可以忽略。設發(fā)射信號的時寬為, 由于忽略時間軸伸縮所引起的時間誤差為,當信號的帶寬為f 時, 上述時間誤差可忽略的條件為,(8.1.9),這個條件是經(jīng)常滿足的, 例如：若目標速度為10倍音速, vr=

7、 3.3103 m/s, 則2vr/c 210-5, 這樣即使信號的時間帶寬積f為1000數(shù)量級時, 不等式(8.1.9)仍能滿足。 以上討論均忽略了目標加速度引起的影響。可以看出, 在當前目標運動的速度范圍內, 運動目標回波的表達式(8.1.8)可以近似為,(8.1.10),運動目標回波的主要特征是其中心頻率偏移多卜勒頻率, 其它影響均可忽略。前面近似結果完全可以實用。,在多基地雷達時，回波信號產(chǎn)生的多卜勒頻移可由發(fā)射站到目標的距離Rt加上由目標到接收站的距離Rr隨時間變化求得：,在單基地雷達情況下, 引起多卜勒頻移的是雷達和目標連線方向的徑向速度vr。設目標運動方向與該連線的夾角為, 目標

8、速度為v, 則徑向速度分量vr為,(8.1.11),8.1.2 多卜勒信息的提取 已經(jīng)知道, 回波信號的多卜勒頻移fd正比于徑向速度，而反比于雷達工作波長, 即,多卜勒頻移的相對值正比于目標速度與光速之比, fd的正負值取決于目標運動的方向。在多數(shù)情況下, 多卜勒頻率處于音頻范圍。 例如當= 10cm, vr= 300m/s時, 求得fd = 6kHz。而此時雷達工作頻率f0=3000MHz, 目標回波信號頻率為fr=3000MHz 6kHz, 兩者相差的百分比是很小的。因此要從接收信號中提取多卜勒頻率需要采用差拍的方法, 即設法取出f0和fr的差值fd 。,1. 連續(xù)波多卜勒雷達 為取出收發(fā)

9、信號頻率的差頻, 可以在接收機檢波器輸入端引入發(fā)射信號作為基準電壓, 在檢波器輸出端即可得到收發(fā)頻率的差頻電壓, 即多卜勒頻率電壓。這時的基準電壓通常稱為相參(干)電壓, 而完成差頻比較的檢波器稱為相干檢波器。 相干檢波器就是一種相位檢波器, 在其輸入端除了加基準電壓外, 還有需要鑒別其差頻率或相對相位的信號電壓。 圖 8.1(a)(c) 畫出了連續(xù)波多卜勒雷達的原理性組成方框圖、獲取多卜勒頻率的差拍矢量圖及各主要點的頻譜圖。,圖8.1 連續(xù)波多卜勒雷達原理框圖 (a) 組成框圖; (b) 多卜勒頻率差拍矢量; (c) 頻譜圖,發(fā)射機產(chǎn)生頻率為f0的等幅連續(xù)波高頻振蕩, 其中絕大部分能量從發(fā)射

10、天線輻射到空間, 很少部分能量耦合到接收機輸入端作為基準電壓?；旌系陌l(fā)射信號和接收信號經(jīng)過放大后, 在相位檢波器輸出端取出其差拍電壓, 隔除其中直流分量, 得到多卜勒頻率信號送到終端指示器。 對于固定目標信號, 由于它和基準信號的相位差=0tr保持常數(shù), 故混合相加的合成電壓幅度亦不改變。當回波信號振幅Ur遠小于基準信號振幅U0時, 從矢量圖上可求得其合成電壓為,(8.1.12),包絡檢波器輸出正比于合成信號振幅。對于固定目標, 合成矢量不隨時間變化, 檢波器輸出經(jīng)隔直流后無輸出。而運動目標回波與基準電壓的相位差隨時間按多卜勒頻率變化。即回波信號矢量圍繞基準信號矢量端點以等角速度d旋轉, 這時

11、合成矢量的振幅為,經(jīng)相位檢波器取出二電壓的差拍, 通過隔直流電容器得到輸出的多卜勒頻率信號為,(8.1.13),在檢波器中, 還可能產(chǎn)生多種和差組合頻率, 可用低通濾波器取出所需要的多卜勒頻率fd送到終端指示(例如頻率計), 即可測得目標的徑向速度值。,2. 脈沖工作狀態(tài)時的多卜勒效應 脈沖雷達是最常用的雷達工作方式。當雷達發(fā)射脈沖信號時, 和連續(xù)發(fā)射時一樣, 運動目標回波信號中產(chǎn)生一個附加的多卜勒頻率分量。所不同的是目標回波僅在脈沖寬度時間內按重復周期出現(xiàn)。 圖8.2畫出了利用多卜勒效應的脈沖雷達方框圖及各主要點的波形圖, 圖中所示為多卜勒頻率fd小于脈沖寬度倒數(shù)的情況。,圖8.2 利用多卜

12、勒效應的脈沖雷達 (a) 原理方塊圖; (b) 主要波形圖; (c) A顯畫面(對消前),圖8.2 利用多卜勒效應的脈沖雷達 (a) 原理方塊圖; (b) 主要波形圖; (c) A顯畫面(對消前),圖8.2 利用多卜勒效應的脈沖雷達 (a) 原理方塊圖; (b) 主要波形圖; (c) A顯畫面(對消前),和連續(xù)波雷達的工作情況相類比: 發(fā)射信號按一定的脈沖寬度和重復周期Tr工作。由連續(xù)振蕩器取出的電壓作為接收機相位檢波器的基準電壓, 基準電壓在每一重復周期均和發(fā)射信號有相同的起始相位, 因而相參的。 相位檢波器輸入端所加電壓有兩個: 連續(xù)的基準電壓uk，uk=Uksin(0t+0), 其頻率和

13、起始相位均與發(fā)射信號相同; 回波信號ur, ur = Ursin0(t-tr)+0 , 當雷達為脈沖工作時, 回波信號是脈沖電壓, 只在信號來到期間即trttr+時才存在, 其它時間只有基準電壓Uk加在相位檢波器上。經(jīng)過檢波器的輸出信號為,(8.1.14),式中, U0為直流分量, 為連續(xù)振蕩的基準電壓經(jīng)檢波后的輸出, 而U0m cos 則代表檢波后的信號分量。 在脈沖雷達中, 由于回波信號為按一定重復周期出現(xiàn)的脈沖, 因此, U0m cos表示相位檢波器輸出回波信號的包絡。圖8.3給出了相位檢波器輸出波形圖。 對于固定目標來講, 相位差是常數(shù),合成矢量的幅度不變化, 檢波后隔去直流分量可得到

14、一串等幅脈沖輸出。對運動目標回波而言, 相位差隨時間t改變, 其變化情況由目標徑向運動速度vr及雷達工作波長決定。,合成矢量為基準電壓Uk以及回波信號相加, 經(jīng)檢波及隔去直流分量后得到脈沖信號的包絡為,(8.1.15),即回波脈沖的包絡調制頻率為多卜勒頻率。這相當于連續(xù)波工作時的取樣狀態(tài), 在脈沖工作狀態(tài)時, 回波信號按脈沖重復周期依次出現(xiàn), 信號出現(xiàn)時對多卜勒頻率取樣輸出。 脈沖工作時, 相鄰重復周期運動目標回波與基準電壓之間的相位差是變化的, 其變化量為,圖8.3 相位檢波器輸出波形,相鄰重復周期延遲時間的變化量tr=2R/c=2vrTr/c是很小的數(shù)量, 但當它反映到高頻相位上時, =0

15、tr就會產(chǎn)生很靈敏的反應。相參脈沖雷達利用了相鄰重復周期回波信號與基準信號之間相位差的變化來檢測運動目標回波, 相位檢波器將高頻的相位差轉化為輸出信號的幅度變化。 脈沖雷達工作時, 單個回波脈沖的中心頻率亦有相應的多卜勒頻移, 但在fd1/的條件下(這是常遇到的情況), 這個多卜勒頻移只使相位檢波器輸出脈沖的頂部產(chǎn)生畸變。這就表明要檢測出多卜勒頻率需要多個脈沖信號。 只有當fd 1/時, 才有可能利用單個脈沖測出其多卜勒頻率。 對于運動目標回波, 其重復周期的微小變化Tr = (2vr/c) Tr通常均可忽略。,8.1.3 盲速和頻閃,當雷達處于脈沖工作狀態(tài)時, 將發(fā)生區(qū)別于連續(xù)工作狀態(tài)的特殊

16、問題, 即盲速和頻閃效應。 所謂盲速, 是指目標雖然有一定的徑向速度vr, 但若其回波信號經(jīng)過相位檢波器后, 輸出為一串等幅脈沖, 與固定目標的回波相同， 此時的目標運動速度稱為盲速。 而頻閃效應則是當脈沖工作狀態(tài)時, 相位檢波器輸出端回波脈沖串的包絡調制頻率Fd, 與目標運動的徑向速度vr不再保持正比關系。此時如用包絡調制頻率測速時將產(chǎn)生測速模糊。 產(chǎn)生盲速和頻閃效應的基本原因在于, 脈沖工作狀態(tài)是對連續(xù)發(fā)射的取樣, 取樣后的波形和頻譜均將發(fā)生變化, 下面將討論。,由式(8.1.10)知, 當雷達信號為窄帶信號時, 運動目標的雷達回波sr(t)為,sr(t) =Reku(t-tr)expj(

17、0+d)(t-t0),式中，tr為復包絡遲延, 而fd為高頻的多卜勒頻移。當雷達處于脈沖工作狀態(tài)時, 簡單脈沖波形時的復調制函數(shù)u(t)可寫成,式中, rect表示矩形函數(shù); 為脈沖寬度; Tr為脈沖重復周期。,u(t)的頻譜U(f)是一串間隔fr = 1/Tr的譜線, 譜線的包絡取決于脈沖寬度的值。運動目標的回波信號是u(t-tr)和具有多卜勒頻移的連續(xù)振蕩相乘, 因而其頻譜是兩者的卷積,如圖8.4(b)所示，相當于把U(f)的頻譜中心分別搬移到f0+fd和-(f0+fd)的位置上。,相位檢波器的輸入端加有頻率為f0的相參電壓和回波信號電壓, 在其輸出端得到兩個電壓的差頻, 如圖8.4(d)

18、所示, 其譜線的位置在nfrfd處, n=0, 1, 2, , 譜線的包絡與U(f)相同。 由圖8.4的頻譜圖可以看出脈沖信號產(chǎn)生“盲速”的原因: 固定目標時，fd=0, 其回波的頻譜結構與發(fā)射信號相同, 是由f0和f0nfr的譜線所組成。對于運動目標回波, 譜線中心移動fd, 故其頻譜由f0+fd、f0+fdnfr的譜線組成, 經(jīng)過相位檢波器后, 得到fd及nfrfd的差頻, 其波形為多卜勒頻率fd調幅的一串脈沖。當fd=nfr時, 運動目標回波的譜線由nfr所組成, 頻譜結構與固定目標回波的相同, 這時無法區(qū)分運動目標與固定目標。,從圖8.4的頻譜圖上也可以分析產(chǎn)生頻閃的原因: 當多卜勒頻

19、率fd超過重復頻率fr的一半時, 頻率nfr的上邊頻分量nfr+fd與頻率(n+1)fr的下邊頻分量(n+1)fr-fd在譜線排列的前后位置上交叉。 兩個不同的多卜勒頻率fd1和fd2, 只要滿足fd1=nfr-fd2, 則二者的譜線位置相同而無法區(qū)分。同樣, 當fd1=nfr+fd2時, 二者的頻譜結構相同也是顯而易見的。因此, 在相參脈沖雷達中, 如果要用相位檢波器輸出脈沖的包絡頻率來單值地測定目標的速度, 必須滿足的條件是,(8.1.16),圖8.4 脈沖工作時各主要點信號頻譜 發(fā)射信號頻譜; (b) 接收信號頻譜; (c) 相參電壓譜; (d) 相位檢波輸出譜,盲速和頻閃效應也可以從矢

20、量圖和相對應的波形圖加以說明。 從矢量圖8.5(a)可以看出, 相鄰周期運動目標的回波和基準電壓之間相位差的變化量為=dTr, 根據(jù)的變化規(guī)律即可得到一串振幅變化的視頻脈沖。當=2時, 雖然目標是運動的, 但相鄰周期回波與基準電壓間的相對位置不變, 其效果正如目標是不運動的一樣, 這就是盲速?？汕蟮妹に倥c雷達參數(shù)的關系。 當=2n, 即, =dTr =2n n=1, 2, 3, ,時, 會產(chǎn)生盲速, 這時,fdTr = n 或 fd = nfr,因fd = 2vr/, 所以盲速,盲速的出現(xiàn)是因為取樣系統(tǒng)的觀察是間斷而不是連續(xù)的。 在連續(xù)系統(tǒng)中, 多卜勒頻率總是正比于目標運動的速度而沒有模糊。

21、但在脈沖工作時, 相位檢波器輸出端的回波脈沖包絡頻率只在多卜勒頻率較脈沖重復頻率低時(fd1/2fr)才能代表目標的多卜勒頻率。在盲速時,即在重復周期內, 目標走過的距離正好是發(fā)射高頻振蕩半波長的整數(shù)倍, 由此引起的高頻相位差正好是2的整數(shù)倍。,關于頻閃效應, 可從圖8.5(b)的矢量圖上看出。當相鄰重復周期回波信號的相位差=2n-時, 在相位檢波器輸出端的結果與=時是相同的, 差別僅為矢量的視在旋轉方向相反, 因此上述二種情況下, 脈沖信號的包絡調制頻率相同。 相位差=2n+時, 其相位檢波器輸入端合成矢量與=完全一樣, 因而其輸出脈沖串的調制頻率亦相同。當=0時表現(xiàn)為盲速現(xiàn)象,一般情況下0

22、, 表現(xiàn)為頻閃現(xiàn)象, 這時相位檢波器輸出脈沖包絡調制頻率與回波信號的多卜勒頻率不相等。,包絡調制頻率隨著多卜勒頻率的增加按雷達工作的重復頻率周期性地變化。包絡調制頻率的最大值產(chǎn)生在=2n-時, 相應的多卜勒頻率為nfr-(1/2)fr, 而這時的包絡調制頻率Fd=fr/2 。只有當fdfr/2時, 包絡調制頻率和多卜勒頻率才相等。 圖8.5(c)中畫出了脈沖包絡調制頻率Fd變化規(guī)律曲線, 它隨著多卜勒頻率的增加而周期性變化, 這就是頻閃效應。當fd=nfr時, 包絡調制頻率Fd=0, 這就是盲速。,圖8.5 用矢量和波形圖說明盲速和頻閃 (a) 盲速說明; (b) 頻閃說明; (c) Fa的變

23、化規(guī)律,圖8.6 高速目標(fd1/)的多卜勒效應 (a) 波形; (b) 頻譜,8.2 動目標顯示雷達的工作原理及主要組成,8.2.1 基本工作原理 從上節(jié)分析可看出, 當脈沖雷達利用多卜勒效應來鑒別運動目標回波和固定目標回波時, 與普通脈沖雷達的差別是必須在相位檢波器的輸入端加上基準電壓(或稱相參電壓), 該電壓應和發(fā)射信號頻率相參并保存發(fā)射信號的初相, 且在整個接收信號期間連續(xù)存在。,工程上，基準電壓的頻率常適在中頻。這個基準電壓是相位檢波器的相位基準, 各種回波信號均與基準電壓比較相位。 從相位檢波器輸出的視頻脈沖, 有固定目標的等幅脈沖串和運動目標的調幅脈沖串。通常在送到終端(顯示器

24、或數(shù)據(jù)處理系統(tǒng))去之前要將固定雜波消去, 故要采用相消設備或雜波濾波器, 濾去雜波干擾而保存運動目標信息。,8.2.2 獲得相參振蕩電壓的方法,1. 中頻全相參(干)動目標顯示 當雷達發(fā)射機采用主振放大器時, 每次發(fā)射脈沖的初相由連續(xù)振蕩的主振源控制,發(fā)射信號是全相參的,即發(fā)射高頻脈沖、本振電壓、相參電壓之間均有確定的相位關系。相位檢波通常是在中頻上進行的, 因為在超外差接收機中, 信號的放大主要依靠中頻放大器。在中頻進行相位檢波,仍能保持和高頻相位檢波相同的相位關系。,圖8.7 中頻全相參(干)動目標顯示雷達方框圖,如圖8.7所示，主振源連續(xù)振蕩的信號為U0cos(0t+0), 它控制發(fā)射信

25、號的頻率和相位。中頻相參振蕩器的輸出為Uc cos(ct+c)。本振信號取主振源連續(xù)振蕩信號和相參源的和頻, 即,(8.2.1),回波信號為Urcos0(t-tr)+0, 對于固定目標, tr為常數(shù)。而對于運動目標, tr在每個重復周期均發(fā)生變化?；夭ㄐ盘柵c本振混頻后取出中頻信號:,對于運動目標的回波, 二者相位差按多卜勒頻率變化。,2. 鎖相相參動目標顯示 當雷達發(fā)射機采用自激振蕩器(如磁控管振蕩器)時, 它的每一發(fā)射脈沖高頻起始相位是隨機的。 因此，為了得到與發(fā)射脈沖起始相位保持嚴格關系的基準電壓, 應該采用鎖相的辦法, 也就是使振蕩電壓的起始相位受外加電壓相位的控制。原則上有兩種鎖相的辦

26、法: 一種是將發(fā)射機輸出的高頻電壓加到相參振蕩器去鎖相; 另一種是將連續(xù)振蕩的相參電壓加到發(fā)射機振蕩器去, 以控制發(fā)射脈沖的起始相位。后一種方法要求較大的控制功率, 因而在實際中用得較少。,圖8.8 中頻鎖相的脈沖相參雷達方框圖,圖8.8所示。鎖相電壓直接由發(fā)射機取出, 避免了收發(fā)開關可能帶來的干擾, 以保證鎖相質量。高頻鎖相電壓與回波信號用同一本振電壓混頻, 然后將混頻所得的中頻鎖相電壓加到相參振蕩器輸入端。用這個鎖相電壓鎖定的中頻相參振蕩器電壓可以作為相位檢波器的基準電壓。發(fā)射信號和本振信號的隨機初相在比較相位時均可以消去。,直接用發(fā)射機輸出在高頻進行鎖相存在著實際困難, 因為容易實現(xiàn)鎖相

27、和高頻率穩(wěn)定度兩個要求對鎖相振蕩器的實現(xiàn)是互相矛盾的。 如果允許的頻偏量f相同(f的值影響動目標顯示的工作質量), 則鎖相相參振蕩器工作在中頻時對頻率穩(wěn)定度f/fc的要求將明顯降低。加之超外差接收通常在中頻進行主要放大, 并將中頻信號送到相位檢波器, 因此, 典型動目標顯示的相參振蕩器均工作于中頻, 在中頻上實現(xiàn)鎖相。,直接用發(fā)射機輸出在高頻進行鎖相存在著實際困難, 因為容易實現(xiàn)鎖相和高頻率穩(wěn)定度兩個要求對鎖相振蕩器的實現(xiàn)是互相矛盾的。如果允許的頻偏量f相同(f的值影響動目標顯示的工作質量), 則鎖相相參振蕩器工作在中頻時對頻率穩(wěn)定度f/fc的要求將明顯降低。 加之超外差接收通常在中頻進行主要

28、放大, 并將中頻信號送到相位檢波器, 因此, 典型動目標顯示的相參振蕩器均工作于中頻, 在中頻上實現(xiàn)鎖相。,中頻鎖相時, 各點電壓及其相位關系為:,本地振蕩器,(8.2.2),發(fā)射機輸出,(8.2.3),當0t時存在,式(8.2.3)中, l及0為初相, 通常是隨機量。經(jīng)混頻后取其差頻作為鎖相電壓,(8.2.4),相參振蕩器的初相在每一重復周期均由中頻鎖相電壓決定, 而在整個接收回波時間內也連續(xù)存在, 作為相參接收的相位基準。 這時,目標回波信號為,(8.2.5),這里忽略了目標反射引起的相移。ur只當trttr+時存在。經(jīng)混頻后得到中頻信號,在相位檢波器中, 回波信號ur與基準電壓比較相位時

29、, 初相l(xiāng)-0可以消去, 兩者的相位差只決定于0tr。當目標運動時, 相鄰重復周期的相位差按多卜勒頻率變化。,對磁控管發(fā)射機的雷達, 如果后面用數(shù)字信號處理, 則接收相參可用圖8.9所示的方式。將發(fā)射信號的隨機相位t測量出來, 并和送到數(shù)字對消器前的接收信號相位r相減, 消去發(fā)射信號隨機相位的影響而獲得等效的接收相參。發(fā)射信號經(jīng)穩(wěn)定本振混頻后獲得中頻發(fā)射脈沖, 而后以相參振蕩器(COHO)的電壓為基準, 在正交相位檢波器中相參檢波, 獲得I與Q兩路基帶輸出,t的信息包含在基帶輸出中, t = arctan Q/I。 如果A/D變換器的精度足夠, 則這種方式的接收相參所能得到的對消結果將優(yōu)于通常

30、所用的鎖相相參振蕩器。這是因為連續(xù)工作的相參振蕩器, 其頻率穩(wěn)定性比每次發(fā)射脈沖均要被鎖相而處于啟斷工作狀態(tài)的相參振蕩器要好得多。,圖8.9 相位存儲式接收相參MTI,圖8.9所示: 將發(fā)射信號的隨機相位t測量出來, 并和送到數(shù)字對消器前的接收信號相位r相減, 消去發(fā)射信號隨機相位的影響而獲得等效的接收相參。發(fā)射信號經(jīng)穩(wěn)定本振混頻后獲得中頻發(fā)射脈沖, 而后以相參振蕩器(COHO)的電壓為基準, 在正交相位檢波器中相參檢波, 獲得I與Q兩路基帶輸出,t的信息包含在基帶輸出中。,8.2.3 消除固定目標回波,1. 相消設備特性 由相位檢波器輸出的脈沖包絡為,u = U0cos,式中，為回波與基準電

31、壓之間的相位差,回波信號按重復周期Tr出現(xiàn), 將回波信號延遲一周期后, 其包 絡為,u=U0 cosd(t-Tr)-0,(8.2.6),相消器的輸出為兩者相減,(8.2.7),輸出包絡為一多卜勒頻率的正弦信號, 其振幅為,也是多卜勒頻率的函數(shù)。當dTr/2 = n(n=1, 2, 3)時, 輸出振幅為零。這時的目標速度正相當于盲速。此時，運動目標回波在相位檢波器的輸出端與固定目標回波相同, 因而經(jīng)相消設備后輸出為零, 如圖 8.10所示。,圖8.10 遲延相消設備及其輸出響應 (a) 組成框圖; (b) 速度響應; (c) 頻率響應特性,相消設備也可以從頻率域濾波器的觀點來說明, 而且為了得到

32、更好的雜波抑制性能, 常從頻率域設計較好的濾波器來達到。下面求出相消設備的頻率響應特性。輸出為,網(wǎng)絡的頻率響應特性為,(8.2.8),其頻率響應特性如圖8.10(c)所示。,相消設備等效于一個梳齒形濾波器, 其頻率特性在f=nfr各點均為零。固定目標頻譜的特點是, 譜線位于nfr點上, 因而在理想情況下, 通過相消器這樣的梳齒濾波器后輸出為零。當目標的多卜勒頻率為重復頻率整數(shù)倍時, 其頻譜結構也有相同的特點, 故通過上述梳狀濾波器后無輸出。,2. 數(shù)字式相消器 近20年來, 隨著大規(guī)模超大規(guī)模集成電路(LSI/VLSI)的迅猛發(fā)展, 已經(jīng)完全可以用數(shù)字技術來實現(xiàn)信號的存儲、遲延和各種實時運算。

33、用數(shù)字遲延線代替模擬遲延線是數(shù)字動目標顯示(DMTI)的基本點。采用數(shù)字式對消器具有許多優(yōu)點: 它穩(wěn)定可靠, 平時不需要調整, 便于維護使用, 且體積小、重量輕。此外， 數(shù)字式對消器還具有一些特點: 容易得到長的延時, 因而便于實現(xiàn)多脈沖對消, 以改善濾波器頻率特性; 容易實現(xiàn)重復周期的參差跳變, 以消除盲速并改善速度響應特性; 容易和其它數(shù)字式信號處理設備(如數(shù)字式信號積累器等)配合, 以提高雷達性能; 動態(tài)范圍可做得較大?？傊? 它可以實現(xiàn)更為完善和靈活的信號處理功能。,數(shù)字式相消器的簡單組成如圖8.11所示。作為模擬和數(shù)字信號的接口, 首先要把從相位檢波器輸出的模擬信號變?yōu)閿?shù)字信號。 模

34、擬信號變?yōu)閿?shù)字信號要經(jīng)過時間取樣和幅度分層兩步。 以時鐘脈沖控制取樣保持電路對輸入相參視頻信號取樣, 被時間量化的取樣保持信號送到模數(shù)轉換電路(A/D變換器)進行幅度分層, 轉為數(shù)字信號輸出。數(shù)字信號的遲延可用存儲器完成, 將數(shù)字信號按取樣順序寫入存儲器內, 當下一個重復周期的數(shù)字信號到來時, 由存儲器中讀出同一距離單元的信號進行相減運算, 在輸出端得到跨周期相消的數(shù)字信號。這個數(shù)字信號可以很方便地用來作其它數(shù)字處理(例如積累、恒虛警等), 如果需要模擬信號作顯示, 則可將數(shù)字信號經(jīng)過數(shù)模轉換器, 變?yōu)槟M信號輸出。,圖 8.11 數(shù)字式相消器簡單組成方框,模擬信號轉換為數(shù)字信號時, 取樣間隔

35、和量化位數(shù)這兩個參數(shù)的選擇必須慎重。取樣定理證明, 如果取樣信號要保留原信號的全部信息, 取樣間隔T應小于信號有效帶寬倒數(shù)的一半, 即取樣頻率1/T大于信號帶寬的2倍。 每一個雷達雜波的回波為許多反射單元的回波矢量和, 其功率譜與單個發(fā)射脈沖譜的形狀相類似。單個目標雷達回波的有效帶寬通常以其脈沖寬度的倒數(shù)表示，所以取樣間隔應小于脈沖寬度的一半, 即在一個脈沖寬度以內取樣兩次以上。 取樣次數(shù)增多雖可提高取樣信號的質量, 但實現(xiàn)起來所用設備量將增加。在雷達信號的量化過程中, 有時在一個脈沖寬度內只取樣一次, 這樣可以簡化設備, 它所引起的信雜比損耗約為1.5 dB。,量化位數(shù)(模數(shù)轉換位數(shù))的選取

36、, 主要取決于量化噪聲的影響。模數(shù)轉換首先將模擬信號量化分層。如數(shù)字位數(shù)為N, 則將輸入動態(tài)范圍(設從-Em到+Em)分成2N-1層, 幅度量化間隔為,將幅度連續(xù)變化的取樣保持信號量化為離散的分層數(shù)字信號, 二者之間當然會有差別, 這個差別稱為量化噪聲。分層時, 連續(xù)的取樣保持信號和量化的標準電平相比較, 以二分層的中線為界: 超過中線的歸于上層, 低于中線的歸于下層。這樣一來, 量化噪聲限制在(-/2, +/2)的區(qū)間內, 且在一般情況下, 在該區(qū)間內量化噪聲分布的概率密度為均勻分布。則可算出量化噪聲的方差2為,(8.2.9),輸入的模擬信號包括目標回波、雜波和噪聲, 經(jīng)過幅度分層量化以后,

37、 將增加一部分量化噪聲。量化后總噪聲的均方值2可以認為是原噪聲均方值2n和量化噪聲均方值2之和, 則由于量化引起的信噪比損失(量化損耗)為,(8.2.10),8.3 盲速、盲相的影響及其解決途徑,8.3.1 盲速 1. 盲速以及消除盲速影響的方法 正如8.1節(jié)所述, 盲速在相鄰兩周期運動目標回波的相位差為2的整數(shù)倍, 即,(8.3.1),時發(fā)生。這時fd0=nfr或vr0=(n/2) fr, n=1時為第一盲速, 表示在重復周期Tr內目標所走過的距離為半個波長。由于處于“盲速”上的運動目標, 其回波的頻譜結構和固定雜波相同, 經(jīng)過對消器將被消除。因此, 動目標顯示雷達在檢測“盲速”范圍內的運動

38、目標時, 將會產(chǎn)生丟失或極大降低其檢測能力(這時依靠復雜目標反射譜中的其他頻率分量)。如果要可靠地發(fā)現(xiàn)目標, 應保證第一盲速大于可能出現(xiàn)的目標最大速度。,但在均勻重復周期時, 盲速和工作波長以及重復頻率fr的關系是確定的, 這兩個參數(shù)的選擇還受到其他因素的限制。 以3 cm雷達為例, 如果最大測距范圍為30km, 則其重復頻率fr應小于5kHz, 由這個參數(shù)決定的第一盲速值vr01 = (/2) fr=75m/s, 這個速度遠低于目前超音速目標的速度, 也就是說, 如果不采取措施, 在目標運動的速度范圍內, 將多次碰到各個盲速點而發(fā)生丟失目標的危險。事實上, 最大不模糊距離和重復頻率fr的關系

39、為,如第一盲速點vr0 = (1/2) fr, 則最大不模糊距離R0max和第一盲速vr0的關系為R0 maxvr0= (c/4) , 當工作波長選定后, 兩者的乘積為一常數(shù), 不能任意選定。 通常在地面雷達中, 常選擇其重復頻率fr使之滿足最大作用距離的要求, 保證測距無模糊, 而另外設法解決盲速問題。 解決盲速問題在原理上并不困難, 因為在產(chǎn)生“盲速”時, 滿足vrTr1 = n (/2), 如果這時將重復周期略為改變而成為Tr2, 則vrTr2 n (/2), 不再滿足“盲速”的條件, 動目標顯示雷達就能檢測到這一類目標。 因此, 當雷達工作時, 采用兩個以上不同重復頻率交替工作(稱為參

40、差重復頻率), 就可以改善“盲速”對動目標顯示雷達的影響。,2. 參差重復頻率對動目標顯示性能的影響 設雷達采用兩種脈沖重復頻率fr1和fr2交替工作, 而fr1和fr2均滿足最大不模糊測距的要求, 則在一次對消器的輸出端其響應分別為2usin(fdTr1) 和 2usin(fdTr2), 只有在兩種重復頻率上均出現(xiàn)盲速而輸出為零時, 才等效于參差后的“盲速”vr0, 它所對應的多卜勒頻率為f d0, 這時要滿足:,式中, n1、n2為整數(shù)。所以,如果選擇Tr1 = aT, Tr2 = b, 且a、b互為質數(shù), 則合成第一盲速點產(chǎn)生于n1=a, n2=b點處?？梢宰鞒霰容^: 當不采用參差重復頻

41、率時, 其平均重復周期Tr = (Tr1+Tr2)/2, 這時第一盲速值和其相應的多卜勒頻率值fd0為,采用參差后, 第一盲速對應的多卜勒頻率值為,(8.3.2),這時, 可求得采用參差頻率后, 第一等效“盲速”提高的倍數(shù)為,(8.3.3),當采用N個參差重復頻率, 且其重復周期的比值為互質數(shù)(a1,a2,a3, , aN)時, 第一等效“盲速”提高的倍數(shù)為,(8.3.4),在實際工作中, 不僅要求第一等效盲速值要盡可能覆蓋目標可能出現(xiàn)的速度范圍, 而且要求在該速度范圍內響應曲線比較平坦。 這兩個要求實現(xiàn)起來常有矛盾, 需要選擇合適的參差數(shù)和最佳的參差比來解決。 以兩個重復頻率參差的情況來說,

42、 盲速提高倍數(shù)愈多, 則合成曲線愈不平坦, 特別是第一凹點深度愈大, 這是不希望的。改進的辦法是采用三個以上重復頻率的參差及好的參差比來得到較好的速度響應特性。圖8.12畫出了幾種不同情況下的速度響應, 橫坐標為歸一化的速度響應vr/vr0, k表示合成盲速比原盲速增大的倍數(shù), 參差比不同時, k的值是不同的。,在8.12(a)圖中, 當Tr1/Tr2 = 2/3時, 盲速提高為原來的2.5倍, 而當Tr1/Tr2 =7/8時, 盲速提高為原來的7.5倍, 但在原來第一盲速處輸出較小, 速度響應不平坦。圖8.12(b)是三參差周期, 其比值為313233的速度響應?？梢钥闯觯齾⒉羁奢^二參差獲

43、得較平坦的響應曲線。 如果選用合適參差比的四參差時, 其速度響應將更為平坦。,圖 8.12 參差周期時的速度響應曲線 (a) 二參差; (b) 三參差,圖 8.13 參差PRI時的MTI濾波器,濾波器組成原理圖如圖8.13所示。濾波器對N-1個重復周期的信號進行濾波處理, 在參差重復周期時, ti-ti-1=Ti(i=1, 2, ，N-1)各不相等, 其輸出,式中，下標k表示距離單元數(shù)；wn為權值。,濾波器的頻率響應Y(f)可求得為,式中,速度響應主要取決于參差比值的選擇, 與權值wi也有一些關系。在等重復周期條件下, 多級對消器串接時, 其權值服從二項式。 采用參差重復頻率不僅可以較好地解決

44、盲速問題(使第一合成盲速大于最大目標速度), 而且可以改變參差數(shù)及其比值的辦法來獲得不同的速度響應(等效MTI濾波器響應)。但采用參差重復頻率后也存在一些相應的問題: (1) 不能消除遠區(qū)雜波的二次回波, 因為參差周期時它們在脈沖間不處于同一距離單元上。 (2) 參差周期時要做好高穩(wěn)定度的發(fā)射機更加困難。,(3) 由于參差而使雷達的改善因子受到限制。從頻域上分析是因為參差后雜波將在MTI通帶內產(chǎn)生分量而不能濾去。 用直觀的時域處理來觀察, 可看到：當?shù)戎貜椭芷趯π盘柧鶆蛉訒r, 雙遲延線對消器能完全抵消輸入的線性波形u(t)=c+at, 不論a值的選取(三遲延對消器可對消含有時間平方項的波形u

45、(t)=c+at+bt2), 而當重復周期參差時, 如果用二項式加權系數(shù), 雙遲延線對消器對線性波形處理, 將產(chǎn)生輸出剩余, 剩余量正比于斜率a和(r-1), r為周期比。若掃描雷達工作時，波束內的脈沖數(shù)為n, 則經(jīng)過大量仿真計算后可得到參差引起的改善因子限制值I, 可近似表示為,(8.3.6),圖 8.14 參差后的時變加權 (a) 脈沖串; (b) 雙遲延對消; (c) 三遲延對消,在間隔TN, 當回波由發(fā)射脈沖PN產(chǎn)生時, 雙遲延對消器的權值為: A=1, C=TN-2/TN-1, B=-1-C, 而三延遲線對消器的權值則為,采用時變加權值后對MTI濾波器的速度響應無明顯影響。 當系統(tǒng)是

46、動目標檢測(MTD)處理時, 在雜波濾波之后還有濾波器組處理, 則在組處理的多個脈沖期間, 重復周期不能改變。 這時只有采取“組參差”的辦法來解決盲速問題。 “組參差”時不會產(chǎn)生脈間參差的問題, 但也得不到那樣好的速度響應。,8.3.2 盲相 1. 點盲相和連續(xù)盲相 相位檢波器輸出經(jīng)一次對消器后, 運動目標回波u已由式(8.2.7)得到,u= u-u= 2U0sin(fdTr)sin(dt-fdTr-0),輸出的振幅值大小為2U0sinfdTr, 與多卜勒頻率有關, 其輸出的振幅受多卜勒頻率調制。 在某些點上, 輸出幅度為零, 這些點稱為盲相, 它由相位檢波器的特性(見圖8.15(a)決定。

47、從相檢特性上看, 如果相鄰兩個回波脈沖的相位相當于相檢特性的a、c二點, 其相位差雖不同, 但卻是一對相檢器輸出相等的工作點, 因此經(jīng)過相消器后, 其輸出為零而出現(xiàn)點盲相。,圖 8.15 相檢特性和相消器輸出脈沖波形 (a) 相檢特性; (b) 相消器輸出脈沖波形,圖 8.16 用矢量圖說明相位檢波器和相消器輸出 (a) 動目標單獨存在時; (b) 動目標與固定目標疊加; (c) 動目標疊加在強雜波上,2. 中頻對消(矢量對消器之一) 從相位檢波器的討論中可看出, 相位檢波器的輸出是回波矢量在基準電壓方向的投影, 而一次對消器的輸出又相當于相鄰重復周期信號差矢量在該方向的投影。當差矢量的方向與

48、基準電壓方向垂直時, 則輸出為零, 這時就是盲相。 如果能在信號處理中, 直接取出反射回波的差矢量, 則避免了盲相和回波振幅的多卜勒調制。在檢波前直接用中頻對消, 可以取出反射回波的差矢量。,對于相參中頻信號, 相鄰重復周期的運動目標回波可以分別寫為,式中, i為中頻頻率; 0為初相; d為多卜勒頻率; 2fdTr是相鄰周期由于目標運動所引起的回波相位差的變化。 相鄰重復周期的中頻信號相減， 得到中頻對消輸出為,(8.3.7),式中,即中頻對消器的輸出也是一個中頻電壓, 其振幅為,(8.3.8),是多卜勒頻率的函數(shù)。為了保證中頻對消器能消除零速的固定雜波, 理論上應滿足fiTr=n, 即中頻f

49、i=nfr, 是重復頻率的整數(shù)倍。 中頻對消器輸出中頻信號的振幅為sin(fdTr),當fdTr=n時, 輸出也為零, 這就是盲速, 這時多卜勒頻率等于脈沖重復頻率的整數(shù)倍。 盲速是由于脈沖取樣工作方式引起的, 采用中頻對消方式不能解決, 只有用高重復頻率或參差重復頻率才能在一定范圍內解決盲速的影響。,圖 8.17 雙遲延對消的中頻對消器,用中頻延遲線和相減器組成的中頻對消器如圖8.17所示。 因為實際上不可能將中頻延遲線的延遲長度準確地做成中頻周期的整數(shù)倍, 在線路上就必須對延遲誤差進行補償。補償好的標準是輸出雜波為零。補償?shù)霓k法如圖8.17所示: 在有強雜波的一段距離內(例如05km),

50、將相位檢波器的輸出加以取樣。設雜波的多卜勒頻率dc=0, 則雜波輸出為零的條件為fiTr=n。由于遲延線遲延時間不準確而為Tr, 因而補償延遲誤差的辦法是使信號的中心頻率fi改變?yōu)閒i=fi+fi而滿足以下關系:,3. 正交雙通道處理(零中頻處理),圖 8.18 正交雙通道處理 (a) 原理框圖; (b) 矢量,零中頻處理的原理和優(yōu)點討論如下: 任一中頻實信號s(t)可以表示為,s(t) =a(t)cosit +(t),(8.3.9),其中，a(t)和(t)分別為信號的振幅和相位調制函數(shù)； 通常均用窄帶信號, 因此a(t)和(t)與i相比，均是時間的慢變函數(shù)。信號可以用復數(shù)表示為,式中，u(t

51、)=a(t)ej(t)，稱為復調制函數(shù), 它包含了信號s(t)中的全部信息, 即振幅調制和相位調制函數(shù)。以(t)=dt為例來看, 復調制函數(shù)u(t)=a(t)ejdt表示中頻信號附加的多卜勒頻率為正值, 可以從復調制函數(shù)的實部和虛部的相互關系中, 判斷頻率的正負值。,相位檢波器是將中頻信號s(t)與相參電壓差拍比較, 它的工作原理與混頻相同, 相參電壓類似于混頻時的“本振”電壓。通常都選取相參振蕩的頻率和信號中頻相同, 因此，相位檢波器輸出的差拍為零, 稱之為“零中頻”或“基頻”信號。相位檢波器雖然可以保留中頻信號的相位信息, 但是只用單路相位檢波器時, 將原中頻信號在正頻率軸與負頻率軸上的頻

52、譜, 全部移到零頻率的位置上, 從而產(chǎn)生了頻譜折疊, 如圖8.4和圖8.19所示。 這時已不能保留復調制函數(shù)u(t)的全部信息。單路相位檢波器完成的作用是將信號s(t)與基準電壓 cosit相乘,經(jīng)低通濾波器后, 取出前項緩變的低頻分量為,(8.3.11),例如，當u(t)=a(t)ejdt時, (1/4)u(t)+u*(t)= (1/2)a(t) cos dt， 是按多卜勒頻率變化的信號, 但已不能區(qū)分頻率的正負值。 單路相位檢波所得u(t)+u*(t), 由于產(chǎn)生頻譜折疊, 復數(shù)譜正負頻率對稱從而失去了復調制函數(shù)u(t)的某些特征。,圖8.19 單路和正交雙路處理的頻譜,要得到中頻信號s(

53、t)的全部信息, 應能保證把復調制函數(shù)u(t)單獨取出來。這時的基本運算是信號s(t)乘以復函數(shù)e-jit, 即得,(8.3.12),信號s(t)和復函數(shù)e-jit 相乘為,而,u(t) = a(t) cos (t) +ja(t) sin(t),這就要求正交雙通道處理, 一支路和基準電壓cosit 進行相位檢波, 稱為同相支路I; 另一路和基準電壓sinit進行相位檢波, 得到正交支路Q, sinit 由cosit移相90得來。故輸出值分別為a(t)cos(t) 和a(t) sin (t)。如果要取振幅函數(shù)a(t)(中頻矢量值), 則同相和正交支路取平方和再開方; 如果要判斷相位調制函數(shù)的正負

54、值, 則需比較I、Q兩支路的相對值來判斷。正交支路的輸出也可以重新恢復為中頻信號，如下所示：,即將零中頻的I .Q分量分別與正交中頻分量相重后組合即可。,8.4 回波和雜波的頻譜及動目標顯示濾波器,8.4.1 目標回波和雜波的頻譜特性 1. 目標回波的頻譜特性 雷達發(fā)射相參脈沖串, 其脈沖寬度為, 脈沖重復頻率為fr 。 當天線不掃描而對準目標時, 所得脈沖為無限脈沖串。調制信號ui(t)及其頻譜U1(f)分別為,E為信號振幅。而高頻連續(xù)振蕩u2(t)及其頻譜U2(f)為,發(fā)射的相參脈沖串u(t) = u2(t)u1(t), 故其頻譜U(f)為,式中, 表示卷積。相參發(fā)射脈沖的頻譜是將U1(f

55、)搬到f0的位置上。雷達發(fā)射信號常用的是窄帶信號, 故運動目標回波頻譜的特征是將發(fā)射信號頻譜位置在頻率軸上平移一個多卜勒頻率fd =2vr/,fd的符號由目標運動的方向來決定。,雷達工作時, 天線總是以各種方式進行掃描。這時收到的回波脈沖為有限數(shù), 且其振幅受天線方向圖調制。設天線方向圖可用高斯函數(shù)來表示, 則收到回波脈沖串的包絡函數(shù)可寫為,(8.4.1),式中，是和天線波瓣寬度及掃描速度均有關的參數(shù)。減小, 表示觀察的時間增加。天線掃描時所收到的回波信號, 可以用m(t)和無限脈沖串ur(t)的乘積表示，ur(t)為天線不掃描時的回波脈沖串, 即,um(t) = m(t)ur(t),(8.4

56、.2),而包絡函數(shù)m(t)的頻譜可求得為,(8.4.3),掃描時回波信號的頻譜Um(f)可用下式表示:,即無限回波脈沖串頻譜Ur(f)的每一根譜線均按M(f)的形狀展寬, 如圖8.20(b)、(c)所示。譜線展寬的程度反比于天線波束照射目標的時間T 。已求出當天線方向圖為高斯形時譜線展寬的均方值為,(8.4.4),圖 8.20 天線掃描條件下的回波信號譜 回波脈沖串包絡函數(shù)與頻譜; (b)、 (c)天線掃描時收到的回波及頻譜; (d) 回波視頻頻譜,2. 雜波頻譜 雷達工作時可能碰到的雜波, 包括地物、海浪、云雨及敵人施放的金屬箔等。除了孤立的建筑物等可認為是固定點目標外, 大多數(shù)雜波均屬于分

57、布雜波且包含內部運動。 在上面討論信號頻譜時已包括對固定點雜波的頻譜的討論。 當天線不掃描時, 固定雜波的頻譜是位于nfr(n=0, 1, 2, )位置上的譜線, 用對消器可以全部濾去。當天線掃描時, 由于回波脈沖數(shù)有限, 將引起譜線的展寬。由于天線掃描而引起雙程天線方向圖對回波信號的調幅。這時，雜波譜展寬可用高斯函數(shù)表示為見(8.4.3)式,其中，s= 0.265fr/n, n為在單程天線方向圖三分貝寬度內的脈沖數(shù)。設T為天線照射目標的等效時間,則n=Tfr, 即s= 0265/T, 亦即s與目標照射時間成反比。 大多數(shù)分布雜波的回波性質比較復雜。在雷達的分辨單元內, 雷達所收到的回波是大量

58、獨立單元反射的合成, 它們之間具有相對的運動, 其合成回波具有隨機的性質。且由于雜波內部的運動, 各反射單元所反射的多卜勒頻率值不同, 這就引起回波譜的展寬。,圖8.21是典型雜波功率譜的一個例子。這些數(shù)據(jù)適用頻率為1000 MHz 。實驗測定的雜波功率譜可以用下式近似表示:,(8.4.5),式中, W(f)為雜波功率譜; f0為雷達工作頻率; a為和雜波有關的參數(shù)。,圖中曲線: “1”密林小山, 風速為200海里每小時, a=2.31017; “2”稀少的小樹無風日, a=3.91019; “3”海浪回波, 有風, a=1.411016; “4”云雨, a=2.81015; “5”錫箔片,

59、a=11016 。,圖8.21 各種典型雜波功率譜,雜波頻譜也可以用雜波頻率散布的均方根值c(Hz)或速度散布的均方根值v(m/s)來表示, 即,(8.4.6),與式(8.4.5)比較后可知: W0 =g02, a=c2/82v, 2c稱為雜波功率譜方差。而c = 2v/, v的量綱與速度的相同。v的值只和雜波內部起伏運動的程度有關, 而和工作波長無關, 因而c是描述雜波內部運動較好的方法。,表 8.1 雜波頻譜的標準偏差v,雷達設備的不穩(wěn)定也會使雜波功率譜展寬, 例如振蕩器頻率不穩(wěn)將使固定目標回波展寬。 多種因素影響雜波譜的展寬。如果各項因素是互不相關的, 則雜波功率譜總的展寬可以用功率譜方差2表示,綜上所述, 當雜波平均速度為零而只有內部起伏時, 雜波的頻譜位置在nfr上, 但每一根譜均展寬。如果雜波還有平均定向速度, 則其頻譜的位置將產(chǎn)生相應的多卜勒頻移。,由于雜波譜線的展寬, 簡單的一次對消濾波器將不能很好地濾去雜波, 需要進一步改進濾波器的特性。 特別是雜波具有多卜勒頻移時, 濾波器的凹口還應對準雜波譜的平均多卜勒頻率位置才能收到預期結果。 雜波譜的展寬將明顯地影響動目標顯示系統(tǒng)的質量, 因為濾波器不僅要濾去雜波譜， 還應保證運動目標回波在盡可能大的速度范圍內均有大的