WCDMA下行鏈路信道估計(jì)算法的性能分析及比較

1、由于地理環(huán)境的復(fù)雜性和多樣性，用戶移動(dòng)的隨機(jī)性和多徑傳播現(xiàn)象等因素的存在，使得移動(dòng)通信系統(tǒng)的信道變得十分復(fù)雜，而由移動(dòng)和多徑傳播引起的多徑衰落現(xiàn)象則是移動(dòng)信道的主要特征。在第三代移動(dòng)通信系統(tǒng)中，可采用分集接收技術(shù)（如Rake接收機(jī)）合并可分離的多徑信號(hào)以改善接收信號(hào)的質(zhì)量。而在Rake接收機(jī)中信道估計(jì)則是不可缺少的部分，信道參數(shù)估計(jì)的準(zhǔn)確性對(duì)Rake接收質(zhì)量的好壞有著直接的影響。作為第三代移動(dòng)通信標(biāo)準(zhǔn)主流技術(shù)的WCDMA，亦在基于信道估計(jì)對(duì)信號(hào)進(jìn)行相干接收方面對(duì)其標(biāo)準(zhǔn)作了新的變化，在下行信道中新增了公共導(dǎo)頻信道（CPICH）。目前WCDMA/FDD標(biāo)準(zhǔn)的下行信道導(dǎo)頻方式有兩種：非連續(xù)導(dǎo)頻方式和

2、連續(xù)導(dǎo)頻方式。本文對(duì)這兩種導(dǎo)頻方式下的典型信道估計(jì)算法作了性能分析及比較，并給出實(shí)現(xiàn)模型和仿真結(jié)果。2 非連續(xù)導(dǎo)頻方式下的信道估計(jì)算法在WCDMA標(biāo)準(zhǔn)中，非連續(xù)導(dǎo)頻方式是指由系統(tǒng)預(yù)先定義好的專用導(dǎo)頻符號(hào)在專用物理信道（DPCH）中與數(shù)據(jù)符號(hào)和其他控制符號(hào)時(shí)分復(fù)用。WCDMA的上下行鏈路都具有這種導(dǎo)頻方式，但導(dǎo)頻比特時(shí)分插入的具體方式有所不同。在下行鏈路中，承載第一層產(chǎn)生的控制信息（包括已知的導(dǎo)頻信號(hào)，功控指令和可選的TFCI）的專用物理控制信道（DPCCH），與承載專用傳輸信道上數(shù)據(jù)信息的專用物理數(shù)據(jù)信道（DPDCH）在下行專用物理信道上時(shí)分復(fù)用傳輸 。圖1給出了下行鏈路專用物理信道的幀結(jié)構(gòu)，

3、其中N 、N 和N 分別表示功率控制比特、傳輸格式組合指示比特和導(dǎo)頻比特的個(gè)數(shù)?；趯?dǎo)頻輔助的信道估計(jì)算法是利用可較為準(zhǔn)確得到的導(dǎo)頻比特時(shí)刻的信道響應(yīng)來估計(jì)其他時(shí)刻的信道響應(yīng)。從WCDMA標(biāo)準(zhǔn)定義的17種下行鏈路DPCH時(shí)隙結(jié)構(gòu)模式 可看到：在一個(gè)時(shí)隙中，導(dǎo)頻比特?cái)?shù)所占的最大比例只有40，而最小的比例能達(dá)到1.25，因而使用這么少的時(shí)分復(fù)用導(dǎo)頻比特進(jìn)行輔助相干接收時(shí)，對(duì)信道估計(jì)的算法就要求較高。圖1 下行鏈路專用物理信道的幀結(jié)構(gòu)WCDMA下行鏈路的擴(kuò)頻和擾碼操作與上行鏈路的步驟內(nèi)容相同，分為擴(kuò)頻、調(diào)幅、I/Q支路映射、擾碼幾部分。而它們的區(qū)別在于下行鏈路的I/Q支路映射發(fā)生在擴(kuò)頻之前，而且是D

4、PCH（DPDCH和DPCCH時(shí)分復(fù)用）的逐比特映射，而非上行鏈路中的DPDCH和DPCCH整個(gè)信道分別映射到I、Q支路。映射后I、Q支路的數(shù)據(jù)速率為映射前的DPCH數(shù)據(jù)速率的1/2。DPCH的基帶發(fā)射信號(hào)可表示為s(t)=(d (t) + jd (t)c (sc (t) + jsc (t) (1)式中，d (t) + jd (t) 是DPCH進(jìn)行I/Q支路映射后再合并而成的復(fù)值碼片，c 為用于正交擴(kuò)頻的信道化碼，sc (t) + jsc (t) 為復(fù)擾碼。則基帶接收信號(hào)可表示為r(t)=s(t) + N(t) (2)式中， 表示第l條多徑的復(fù)信道衰落參數(shù)，而N(t) 則為加性復(fù)高斯白噪聲。式

5、（2）所表示的接收信號(hào)經(jīng)過解擾、解擴(kuò)和抽樣后，第l徑第n個(gè)時(shí)隙的第k個(gè)導(dǎo)頻時(shí)刻的接收信號(hào)可表示為r (n,k)=(d (n,k) + jd (n,k) h (n,k) + (n,k) (k=1,N /2) (3)其中，k為導(dǎo)頻比特時(shí)刻的離散時(shí)間序號(hào)，d (k) + jd (k)為收發(fā)端已預(yù)先約定好的復(fù)值導(dǎo)頻序列碼片, (n,k)是第l徑的零均值加性高斯白噪聲的抽樣。則從式（3）可求出第l徑第n個(gè)時(shí)隙的第k個(gè)導(dǎo)頻時(shí)刻的信道衰落參數(shù)估值(n,k)= r (n,k) / d (n,k) + jd (n,k) (k=1,N /2) (4) 信道參數(shù)估值與信道參數(shù)真值之間的誤差為(n,k)=| (n,k

6、) - h (n,k)|= (n,k)/ d (n,k) + jd (n,k) (k=1,N /2) (5)若假定無線信道響應(yīng)連續(xù)變化，滿足短時(shí)平穩(wěn)，具有零階及零階以上的多項(xiàng)式特性，則可用內(nèi)插的方法來估計(jì)信道各個(gè)時(shí)刻的衰落參數(shù) ，從而實(shí)現(xiàn)信號(hào)重建。不同的信號(hào)內(nèi)插算法各有自身的優(yōu)點(diǎn)、缺點(diǎn)和適用范圍，在不同的信道環(huán)境下使用，會(huì)在信號(hào)接收的性能上有很大的差異。本文這里選取了加權(quán)多時(shí)隙平均（WMSA，weighted multi-slot averaging）算法和多項(xiàng)式內(nèi)插算法這兩種典型的信道估計(jì)方法進(jìn)行性能上的分析和比較。WMSA算法是先分別對(duì)當(dāng)前時(shí)隙前后共J個(gè)連續(xù)時(shí)隙（包括當(dāng)前時(shí)隙）中所有導(dǎo)頻比

7、特時(shí)刻的信道響應(yīng)估值求平均，再將這J個(gè)值加權(quán)平均得當(dāng)前時(shí)隙各時(shí)刻的信道估計(jì) 。而多項(xiàng)式內(nèi)插算法則把處理窗長(zhǎng)為M內(nèi)的無線信道響應(yīng)用N階多項(xiàng)式描述，通過處理窗內(nèi)所有導(dǎo)頻比特時(shí)刻的信道響應(yīng)估值解出這個(gè)多項(xiàng)式的最佳系數(shù)，則可求出處理窗內(nèi)各時(shí)刻的信道估計(jì) 。在算法實(shí)現(xiàn)模型中，我們把I、Q支路上的碼片流合并作為一個(gè)復(fù)值碼片流來處理。復(fù)值信號(hào)經(jīng)過含信道估計(jì)的RAKE接收機(jī)最大比合并后，再將輸出的復(fù)值碼片序列分裂為實(shí)部、虛部。RAKE接收機(jī)的輸出信號(hào)可表示為d(m) = (6)式中， 為利用式（4）所得第l徑導(dǎo)頻比特時(shí)刻信道響應(yīng)估值 (n,k)而求出的各時(shí)刻信道響應(yīng)估值的共扼。圖2給出基于導(dǎo)頻輔助信道估計(jì)的R

8、AKE接收模型。3 連續(xù)導(dǎo)頻方式下的信道估計(jì)算法WCDMA的最新標(biāo)準(zhǔn)在下行鏈路中定義了公共導(dǎo)頻信道（CPICH），因而下行鏈路亦可采用連續(xù)導(dǎo)頻方式進(jìn)行信道估計(jì)。公共導(dǎo)頻信道有固定的速率30kb/s，擴(kuò)頻因子SF為256，其幀結(jié)構(gòu)與與圖1相似，不同的是每一時(shí)隙的內(nèi)容是發(fā)、收雙方預(yù)先定義的符合序列。公共導(dǎo)頻信道又分為主、輔兩個(gè)信道 。主公共導(dǎo)頻信道（P-CPICH）使用固定信道化碼C 擴(kuò)頻，由本小區(qū)的主擾碼加擾，每個(gè)小區(qū)只有一個(gè)主公共導(dǎo)頻信道。輔公共導(dǎo)頻信道（S-CPICH）可使用擴(kuò)頻因子為256的任意信道化碼，由主或輔擾碼加擾，每個(gè)小區(qū)可以有一個(gè)或多個(gè)輔公共導(dǎo)頻信道。因?yàn)閷?dǎo)頻比特在與DPCH并行

9、的CPICH中是連續(xù)發(fā)送的，所以可根據(jù)接收的導(dǎo)頻比特估計(jì)DPCH中各時(shí)刻的信道衰落參數(shù)，其實(shí)現(xiàn)算法比非連續(xù)導(dǎo)頻方式下的信道估計(jì)算法簡(jiǎn)單得多。和上述DPCH接收信號(hào)類似，第l徑第m時(shí)刻的CPICH接收信號(hào)可表示為r = (p (m) + jp (m)h (m) + (m) (7)式中，p (m) + jp (m) 是CPICH經(jīng)過 I、Q路映射后第m時(shí)隙的復(fù)導(dǎo)頻信號(hào)。則可以求得DPCH的信道響應(yīng)的估值為 r / p (m) + jp (m) (8) 誤差為(m)=| (m) - h (m)|= (m)/ p (m) + jp (m) (9)為了減少噪聲(m)的影響，可對(duì)連續(xù)M個(gè)比特時(shí)刻的信道響應(yīng)

10、估值取平均，此均值則為這M個(gè)時(shí)刻信道衰落參數(shù)的估值。余下操作與上述導(dǎo)頻輔助相干接收的一樣，RAKE接收機(jī)的輸出信號(hào)表示式參見式（6）。圖3給出基于連續(xù)導(dǎo)頻方式信道估計(jì)的RAKE接收模型。4 仿真研究與結(jié)果分析本文在Matlab及Simulink上建立了WCDMA下行鏈路的信號(hào)傳輸仿真平臺(tái)，分別對(duì)上述三種信道估計(jì)算法進(jìn)行基帶仿真。仿真參數(shù)如下：碼片速率為3.84Mcps,信號(hào)調(diào)制方式為混合相移鍵控（HPSK，Hybrid Phase Shift Keying） ，無線信道為瑞利多徑衰落加高斯白噪聲信道模型，含有三條等強(qiáng)度的衰落路徑。仿真中未采用信道編碼、交織、功率控制和發(fā)射分集模式。仿真時(shí)假設(shè)在

11、接收端碼片、符號(hào)及幀已經(jīng)完全同步。仿真均是測(cè)試上述信道估計(jì)算法在由移動(dòng)臺(tái)快速移動(dòng)引起的多普勒頻移影響下的誤碼率性能。圖4給出當(dāng)時(shí)隙格式號(hào)取8時(shí)WMSA算法和多項(xiàng)式內(nèi)插算法取不同參數(shù)時(shí)的誤碼性能曲線。從圖中可以看出，在高速環(huán)境下多項(xiàng)式內(nèi)插算法比WMSA算法明顯較優(yōu)。這是因?yàn)樵诟咚侪h(huán)境下，信道響應(yīng)在一個(gè)時(shí)隙內(nèi)也會(huì)有很大的變化，多項(xiàng)式內(nèi)插算法能夠較好地跟蹤時(shí)隙內(nèi)各個(gè)時(shí)刻的衰落變化，而WMSA算法只能給出整個(gè)時(shí)隙的平均估值，因而多普勒頻移越大，其估計(jì)性能就越差。且從多項(xiàng)式內(nèi)插算法取不同參數(shù)時(shí)的誤碼性能曲線看出，當(dāng)MN3時(shí)，信道估計(jì)的綜合性能最好。圖4給出取MN3的多項(xiàng)式內(nèi)插算法在不同時(shí)隙格式下的誤碼性

12、能曲線。其中，時(shí)隙格式號(hào)取8時(shí)每時(shí)隙導(dǎo)頻比特所占比例為10；時(shí)隙格式號(hào)取10時(shí)所占比例則為20；時(shí)隙格式號(hào)取13時(shí)所占比例則為5?？梢?，隨著在每時(shí)隙中導(dǎo)頻比特?cái)?shù)所占比例的減少，多項(xiàng)式內(nèi)插算法的性能也逐漸變差。這是由于隨著每時(shí)隙中導(dǎo)頻比特?cái)?shù)所占比例的減小，利用這些導(dǎo)頻比特來重建時(shí)隙內(nèi)各時(shí)刻信道響應(yīng)時(shí)產(chǎn)生的誤差就會(huì)增大。圖6給出了時(shí)隙格式號(hào)取10時(shí)基于CPICH的信道估計(jì)算法和多項(xiàng)式內(nèi)插算法的誤碼性能比較。其中，對(duì)CPICH取不同增益系數(shù)來測(cè)試CPICH發(fā)射功率的變化對(duì)估計(jì)性能的影響，且在測(cè)試中對(duì)連續(xù)2個(gè)比特時(shí)刻的信道響應(yīng)估值取平均以減少估計(jì)誤差。從仿真結(jié)果可見，在高速移動(dòng)中基于CPICH的信道估

13、計(jì)算法性能比多項(xiàng)式內(nèi)插算法較優(yōu)，且性能變化比較平穩(wěn)。這是由于用相對(duì)數(shù)量較小的時(shí)分復(fù)接導(dǎo)頻比特已經(jīng)不能很好的估計(jì)出快速變化的信道響應(yīng)，而利用與DPCH并行的CPICH中的連續(xù)導(dǎo)頻符號(hào)進(jìn)行信道估計(jì)，在多普勒頻移高達(dá)700Hz的情況下性能仍較為良好。但當(dāng)CPICH的增益系數(shù)變小時(shí)，估計(jì)性能也隨之變差。因?yàn)镃PICH是公共信道，所以為了小區(qū)內(nèi)多個(gè)用戶能夠準(zhǔn)確捕獲，其發(fā)射功率一般要比DPCH要高。但在各小區(qū)邊緣，不具有發(fā)射功率控制的CPICH的信噪比變小，此時(shí)相當(dāng)于將CPICH的增益系數(shù)變小，因而基于CPICH的信道估計(jì)性能會(huì)變差。5 結(jié)論 本文分別對(duì)基于連續(xù)導(dǎo)頻方式和非連續(xù)導(dǎo)頻方式的典型信道估計(jì)算法作

14、了分析和比較，得出不同的估計(jì)算法在不同鏈路質(zhì)量下性能優(yōu)劣的結(jié)論。仿真結(jié)果表明：在基于非連續(xù)導(dǎo)頻方式的信道估計(jì)算法中，類似多項(xiàng)式內(nèi)插的信道估計(jì)算法能給出每時(shí)隙內(nèi)各時(shí)刻的信道估值，其估計(jì)性能在高速環(huán)境下比象WMSA這樣只能給出每個(gè)時(shí)隙估值的平均算法要好，但多項(xiàng)式內(nèi)插算法的運(yùn)算量較WMSA算法大，所以在低速環(huán)境下應(yīng)用WMSA算法可提高運(yùn)算速度且能滿足誤碼性能的要求。當(dāng)移動(dòng)臺(tái)離基站較近時(shí)，基于CPICH的信道估計(jì)算法性能要比基于非連續(xù)導(dǎo)頻方式的算法較優(yōu)，且DPCH中導(dǎo)頻比特?cái)?shù)量所占的比例越小，基于非連續(xù)導(dǎo)頻方式的算法性能在高速環(huán)境下就越差?；贑PICH的算法在高速和變速環(huán)境下更能實(shí)時(shí)跟蹤信道變化，且

15、算法更為簡(jiǎn)單，不會(huì)產(chǎn)生幾個(gè)時(shí)隙的延遲。但當(dāng)移動(dòng)臺(tái)處于小區(qū)邊緣時(shí)，基于CPICH的算法性能惡化，這時(shí)應(yīng)用基于非連續(xù)導(dǎo)頻方式的算法較好。在WCDMA/FDD第三代移動(dòng)通信系統(tǒng)中，下行鏈路的信道估計(jì)有基于公共導(dǎo)頻信道（CPICH）和基于時(shí)分復(fù)用導(dǎo)頻符號(hào)兩種方式。本文就分別基于這兩種方式的信道估計(jì)算法進(jìn)行了性能的分析和比較，并給出實(shí)現(xiàn)模型及仿真結(jié)果。關(guān)鍵詞：寬帶CDMA；信道估計(jì)；公共導(dǎo)頻信道；Rake接收機(jī)；時(shí)分復(fù)用 Performance Analysis and Comparison of Channel Estimation Algorithms for Downlink in WCDMA S

16、ystemsZENG Guo-liang, QUAN Jing-cai(School of Electronic and Information Engineering, South China University of Technology, Guangzhou 510640 )Abstract: In WCDMA/FDD (Wideband Code Division Multiple Access Frequency Division Duplexing), proposed for the third generation mobile communication systems, downlink channel estimation can be performed by using code multiplexed CPICH (common pilot channel) and time multiplexed pilot symbols. In this paper, Per